當半導體廠商被索要SPICE模型時，他們并不愿意提供，因為這些模型會包含有專有工藝和電路信息。這個問題已經通過采用IBIS模型來 (輸入/輸出緩沖器信息規范)解決，IBIS也被稱為ANSI/EIA-656，這是一個建模的新標準，在系統設計人員中越來越流行。

它相對于其它傳統模型(例如SPICE)有幾項優勢。例如，仿真時間最多可縮短25倍，IBIS沒有SPICE的不收斂的問題。此外，IBIS可以在任何行業平臺運行，因為大多數電子設計自動化(EDA)供應商都支持IBIS規范。

1.IBIS模型的文件結構

IBIS模型是一種以擴展名為“.ibs”的ASCII格式文本文件。它由關鍵字、子參數和定義值組成。

這個文本大致分為以下幾個部分。 文件頭信息部分包含文件名、日期、版本等信息組件描述部分 默認包模型引腳列表等（可以有多個定義）

模型聲明部分電壓/電流特性、過渡特性等（可以有多個定義）

子模型部分電壓/電流特性、過渡特性等（可以有多個定義）

包建模部分更詳細的包模型

[結束]

IBIS模型由除了.ibs文件之外，還包括以下擴展名的文件組成。

拓展名 內容

.pkg 包模型文件被.ibs文件引用。

.ebd 電子板描述文件用于描述DIMM等電路板級別的連接。不被.ibs或.pkg引用，獨立存在。

.ami 算法建模接口文件用于定義高速設備（如SerDes）的模型。被.ibs文件引用。

輸出模型

以三態為例，三態輸出的結構；模型可視為一個驅動器。它包含一個PMOS晶體管和一個NMOS晶體管，兩個ESD保護二極管，芯片電容和封裝寄生電容。

輸出模型通過以下直流電氣數據、交流或轉換數據以及參數進行表征：

1. 上拉和下拉曲線

2. 電源和GND鉗位曲線

3. 斜坡速率

4. 上升和下降波形

5. C_Comp

6. 封裝參數

上拉和下拉曲線

上拉和下拉數據決定器件的驅動強度。這些曲線通過特征化輸出中的兩個晶體管來獲得。上拉數據描述當輸出為邏輯高電平狀態(PMOS晶體管導通)時的I/V行為。反之，下拉數據表示當輸出為邏輯低電平狀態(NMOS晶體管導通)時的直流電氣特性。

C_Comp

這是硅芯片電容，不包括封裝電容。它是焊盤與驅動器之間的電容，可以理解為輸出pad、鉗位二極管和輸入晶體管的總電容。那么對于封裝參數則是管腳出線的電容、電感和電阻。這兩個電容要區分開。C_Comp是關鍵參數，特別是對于接收器的輸入。C_Comp對于每個不同轉折點(最小、典型和最大)都有一個對應值。C_Comp最大的值應在最大轉折點之下，最小值應在最小轉折點之下。

封裝參數

R_Pin、L_Pin和C_Pin是每個引腳到緩沖器連接的電阻、電感和電容的電氣特性。R_Pkg、L_Pkg和C_Pkg是整個封裝的集總值。與C_Comp參數一樣，最大的值以最大值列出，最小的值以最小值列出。

差分信號定義

有些模型沒有差分信號定義，很簡單，自己打開模型在[Pin]結束后加上你需要的差分信號就可以。

[Diff Pin] inv_pin vdiff tdelay_typ tdelay_min tdelay_max
5 6 NA NA NA NA

差分電壓閾值的定義是什么？閾值取決于[Diff Pin]的vdiff子參數。如果vdiff是NA（未定義），則不是0，而是默認值200mV。

上升下降時間

上升時間/下降時間的定義是什么？分為兩種情況：[Ramp]關鍵字和[RisingWaveform]、[Falling Waveform]關鍵字。

仿真中我們要設置的Source源上升/下降時間，并不是IBIS模型中的。

上圖的上升下降時間，并非指IBIS"真實輸出"信號的上升下降時間(50~100ps)，而是指激發IBIS模型的"理想輸入"驅動信號的上升下降時間(1~10ps)。輸出信號真正的上升下降時間應該是由IBIS模型內所定義的Rising Waveform/Falling Waveform屬性所決定，而不是由使用者輸入來決定。所以上圖輸入的Tr/Tf要遠小于真正輸出信號的Tr/Tf，才不會影響模擬結果，這是初學者很容易誤解的地方。

另外，如果出現Over Clocking問題，此時可以選IBIS模型中的Ramp模式。

在相同的頻率下，fast corner眼圖正常，slow corner眼圖不正常。

使用相同的PRBS輸入模式，低頻率下眼圖正常，高頻率下眼圖不正常。

在相同的高頻率下，clock pattern眼圖“看似”正常，PRBS輸入模式眼圖不正常。

輸入模型

它包括兩個ESD保護二極管、芯片電容和封裝寄生電容。

這些元件形成表征輸入特性的V/I曲線。在這種情況下，除了封裝寄生和C_Comp參數外，輸入端模型包括從ESD二極管獲得的電源和GND箝位數據。

幾組參數

PVT（Process, Voltage, Temperature）模型過去通常是在“角點”構建的。所有緩沖特性都被認為是相對于PVT的依賴參數。

FastCorner= 快工藝，高電壓，低溫。

SlowCorner= 慢工藝，低電壓，高溫。

這些可以在IBIS模型的“Min”和“Max”列中輸入。在最大列中是Fast/strong，在最小列中是Slow/weak。

在最近的幾代中，我們發現只提供快角和慢角不能充分覆蓋所有效應。在這些情況下，可以給出其他模型類型（例如“max ringback”模型）。

Packagedefinition and pin allocation

轉化到原理圖里面

2.使用IBIS模型進行分析

模型檢查

Hyperlynx自帶的這款軟件比較推薦，編輯、修改、檢查都比較方便。

IBIS模型是如何運作的：

那么這些IBIS模型里IV/IT/VT的波形信息又是如何在仿真器里運用的呢？為簡化起見，先不管靜電保護電路(ESD)的PC/GC電路部分，它們在大多數的操作情形都是在反向偏壓區而有極小的漏電電流。對于主要的上拉(PU)及下拉(PD)電路而言，可以把它們看作是非線性電阻；就好比是場效應體的P/N通道般，其電阻值隨著端電電壓值而改變。這兩組電路之相互同時運作，便決定了在不同輸出負載情況下的緩沖器的瞬態反應VT及IT。

在瞬間的上升期間，上拉電路PU可以視為由完全斷路變成完全通路，而下拉電路是由完全通路變成完全斷路。由于接到地線的通路成為斷路，導致輸出電壓升高到邏輯1狀態。瞬間的下降期間則是相反地運作。因此我們可以定義一個"切換系數(Ku(t), Kd(t))"，來乘以對應的PU/PD電流的輸出。這個切換系數的X變量是時域的，就像VT/IT中的時域變量一樣。Ku(t)=1表示PU完全通路。反之，Kd(t)=0表示PD完全斷路。這Ku(t)及Kd(t)的組合即可用以說明VT/IT的相應變化情況。

Ku(t)及Kd(t)的兩個變量，需要有兩組方程式才能對其求解。假設IBIS模型里有至少兩組的VT波形及其負載測試情況，則我們恰用這兩組數據來對Ku(t)及Kd(t)進行求解。因為Ku(t)及Kd(t)只和緩沖器里的場效應晶體管切換的經過時間有關，而和其負載無關，所以我們恰可用兩組方程來得到Ku(t)及Kd(t)的真解。這也就是為什么一般的IBIS模型里需要至少有兩組的VT波形的原因了。

實際操作中，如果我們無法獲得兩組波形，仿真器也可以做出另一個假設：即在每個時間點上滿足Ku(t) + Kd(t) = 1。總體上說，這個假設在緩沖器的穩態高電位或穩態低電位輸出時是成立的，但在其間的瞬態轉換期間不一定成立。另一種可能是仿真器可以利用IBIS模型中的斜率（Ramp rate）數據來生成假設的上升/下降VT波形，以達到對切換系數求解的目的。

IBIS模型驗證

1.ROUT

如何從IBIS文件中找到驅動器阻抗信息？”大多數時候，我們想要這些信息，以便控制傳輸路徑阻抗不連續引起的反射。

當驅動端的輸出阻抗與傳輸線特性阻抗（Zo）不匹配時，會出現反射，導致接收端出現振鈴。

使用上下拉電阻在接收處端接傳輸線以匹配Zo是解決這一問題的一種方法。盡管這種方法工作良好，但它不是優選的方法，因為電阻值將在45-70歐姆范圍內，以匹配現代PCB設計中發現的典型單端傳輸線阻抗。這樣的低電阻導致驅動器上的額外負載，從而導致更高的功率耗散。

一個更好的方法是在Buffer的末端添加一個串聯電阻，以彌補阻抗的差異。例如，如果緩沖器的輸出阻抗為20歐姆，驅動50歐姆的傳輸線，則需要添加一個30歐姆的電阻與輸出串聯。

因為Buffer是半導體，它的輸出阻抗可能會根據上升沿/下降沿轉換、PVT（緩慢、典型、快速）及其驅動的負載而變化。由于IBIS模型是基于ASCII的，當使用四個V-T波形表中的兩個驅動50歐姆時，我們可以簡單地使用文本編輯器來查看和快速估計輸出阻抗。

與下降沿相比，上升沿的輸出阻抗通常不同。要確定從低到高轉換的輸出阻抗，可以使用下拉[上升波形]；R_fixture=50；V_fixture=0.000表。此表的示例如下所示：

[Rising Waveform]

R_fixture = 50.0000

V_fixture = 0.000

| time V(typ) V(min) V(max)

|

0.000S 0.000V 0.000V 0.000V

0.2000nS 0.000V 0.000V -1.7835uV

0.4000nS -1.1143mV -8.0018uV -7.8340mV

0.6000nS 0.1336V -5.4161mV 0.9354V

0.8000nS 1.1220V -12.5300mV 2.3940V

* * * *

* * * *

9.6000nS 2.5680V 2.1880V 2.7880V

9.8000nS 2.5680V 2.1880V 2.7880V

10.0000nS 2.5680V 2.1880V 2.7880V

表的前三行告訴我們，上升波形有一個50歐姆的電阻連接到緩沖輸出，并向下拉至0伏，如下等效電路所示。

輸出阻抗（Zs）和50歐姆負載的組合形成了由以下等式描述的簡單分壓電路：

V0=VDC*50/(Zs+50)

VO=Buffer輸出引腳處的電壓

VDC=電源電壓

Zs=緩沖器阻抗

Zs=50*( VDC-V0)/V0

如果使用上面V-T表中10nS的典型電壓，VDC為3.3V，VO為2.568V，則50歐姆上升沿的輸出阻抗等于14.25歐姆。

要確定高到低轉換的輸出阻抗，使用上拉[下降波形]；表類似于以下示例：

[Falling Waveform]

R_fixture = 50.0000

V_fixture = 3.3000

V_fixture_min = 3.0000

V_fixture_max = 3.4500

| time V(typ) V(min) V(max)

|

0.000S 3.3000V 3.0000V 3.4500V

0.2000nS 3.3000V 3.0000V 3.4500V

0.4000nS 3.2995V 3.0000V 3.4500V

* * * *

* * * *

9.4000nS 0.5598V 0.6824V 0.4812V

9.6000nS 0.5598V 0.6824V 0.4812V

9.8000nS 0.5598V 0.6824V 0.4812V

10.0000nS 0.5598V 0.6824V 0.4812V

這一次，表格告訴下降的波形有一個50歐姆的電阻器連接到緩沖輸出，并向上拉至V_fixture，如等效電路所示。

輸出阻抗由以下公式計算：

Zs=50*V0/( V_fix- V0)

式中：VO=Buffer吸收電流時的輸出電壓 V_Fix=測試夾具的電壓在10nS時使用 V_Fix的典型值=3.3V VO=0.5598V，Zs=10.21歐姆。

對于這個特定的IBIS模型，輸出阻抗根據邊緣過渡而變化。對于上升沿，當使用典型值時，輸出阻抗為14.25歐姆，下降沿為10.21歐姆。阻抗也將在最小/最大條件下變化。

如果負載不是50歐姆，不能依賴這種簡單的方法來進行計算。相反，要通過仿真來確定。

對于輸出端的新模型，搭建鏈路如下所示，LPDDR4模型，我們可以通過波形的反饋驗證出芯片的ROUT。

2.鎂光的DDR模型通常會提供很詳細的IBIS Quality Report

DQ_34_4800 driving DQ_34_4800 at 4.8Gbps

DQ_34_4800 driving DQ_IN_ODT60_4800 at 4.8Gbps

實線是Hspice，虛線是IBIS，無論是輸出，還是輸入，吻合度是非常高的。

編輯：黃飛