處理電源電壓反轉(zhuǎn)有幾種眾所周知的方法。最明顯的方法是在電源和負載之間連接一個二極管，但是由于二極管正向電壓的原因，這種做法會產(chǎn)生額外的功耗。雖然該方法很簡潔，但是二極管在便攜式或備份應(yīng)用中是不起作用的，因為電池在充電時必須吸收電流，而在不充電時則須供應(yīng)電流。另一種方法是使用圖 1 所示的 MOSFET 電路之一。

圖 1：傳統(tǒng)的負載側(cè)反向保護

對于負載側(cè)電路而言，這種方法比使用二極管更好，因為電源 (電池) 電壓增強了 MOSFET，因而產(chǎn)生了更少的壓降和實質(zhì)上更高的電導。該電路的 NMOS 版本比 PMOS 版本更好，因為分立式 NMOS 晶體管導電率更高、成本更低且可用性更好。在這兩種電路中，MOSFET 都是在電池電壓為正時導通，電池電壓反轉(zhuǎn)時則斷開連接。MOSFET 的物理“漏極”變成了電源，因為它在 PMOS 版本中是較高的電位，而在 NMOS 版本中則是較低的電位。由于 MOSFET 在三極管區(qū)域中是電對稱的，因此它們在兩個方向上都能很好地傳導電流。采用此方法時，晶體管必須具有高于電池電壓的最大 VGS 和 VDS 額定值。

遺憾的是，這種方法僅對負載側(cè)電路有效，無法配合能夠給電池充電的電路工作。電池充電器將產(chǎn)生電源，重新啟用 MOSFET 并重新建立至反向電池的連接。圖 2 展示了采用 NMOS 版本的一個實例，圖中所示的電池處于故障狀態(tài)。

圖 2：具有一個電池充電器的負載側(cè)保護電路

當電池接入時，電池充電器處于閑置狀態(tài)，負載和電池充電器與反向電池安全去耦。然而，如果充電器變至運行狀態(tài) (例如：附聯(lián)了輸入電源連接器)，則充電器在 NMOS 的柵極和源極之間產(chǎn)生一個電壓，這增強了 NMOS，從而實現(xiàn)電流傳導。這一點在圖 3 中更形象。

圖 3：傳統(tǒng)的反向電池保護方案

對電池充電器電路無效

負載和充電器雖與反向電壓隔離，但是起保護作用的 MOSFET 現(xiàn)在面臨的一大問題是功耗過高。在這種情況下，電池充電器變成了一個電池放電器。當電池充電器為 MOSFET 提供了足夠的柵極支持以吸收由充電器輸送的電流時，該電路將達到平衡。例如，如果一個強大 MOSFET 的 VTH約為 2V，而且充電器能夠在 2V 電壓下提供電流，則電池充電器輸出電壓將穩(wěn)定在 2V (MOSFET 的漏極處在 2V + 電池電壓)。MOSFET 中的功耗為 ICHARGE? (VTH + VBAT)，因而使 MOSFET 升溫發(fā)熱，直到產(chǎn)生的熱量散逸離開印刷電路板。該電路的 PMOS 版本也是一樣。

下面將介紹該方法的兩種替代方案，這些替代方案各有優(yōu)缺點。

N 溝道 MOSFET 設(shè)計

第一種方案采用一個 NMOS 隔離器件，如圖 4 所示。

該電路的算法是：如果電池電壓超過了電池充電器輸出電壓，則必須停用隔離 MOSFET。

如同上述的 NMOS 方法一樣，在該電路中，MN1 連接在介于充電器/負載和電池端子之間接線的低壓側(cè)。然而，晶體管 MP1 和 Q1 現(xiàn)在提供了一個檢測電路，該電路在電池反接的情況下將停用 MN1。反接電池將 MP1 的源極升舉至高于其連接至充電器正端子的柵極。接著，MP1 的漏極通過 R1 將電流輸送至 Q1 的基極。然后，Q1 將 MN1 的柵極分流至地，防止充電電流在 MN1 中流動。R1 負責控制在反向檢測期間流到 Q1 的基極電流，而 R2 則在正常操作中為 Q1 的基極提供泄放。R3 賦予了 Q1 將 MN1 的柵極拉至地電位的權(quán)限。R3/R4 分壓器限制 MN1 柵極上的電壓，這樣柵極電壓在反向電池熱插拔期間不必下降那么多。最壞情況是電池充電器已經(jīng)處于運行狀態(tài)、產(chǎn)生其恒定電壓電平，附聯(lián)了一個反接電池時。在這種情況下，必需盡可能快地關(guān)斷 MN1，以限制消耗高功率的時間。該電路帶有 R3 和 R4 的這一特殊版本最適合 12V 鉛酸電池應(yīng)用，但是在單節(jié)和兩節(jié)鋰離子電池產(chǎn)品等較低電壓應(yīng)用中，可以免除 R4。電容器 C1 提供了一個超快速充電泵，以在反向電池附聯(lián)期間下拉 MN1 的柵極電平。對于最差情形 (附聯(lián)一個反向電池時充電器已使能的狀況再次出現(xiàn))，C1 非常有用。

該電路的缺點是需要額外的組件，R3/R4 分壓器在電池上產(chǎn)生了一個雖然很小、但卻是持續(xù)的負載。

此類組件大多是纖巧的。MP1 和 Q1 不是功率器件，而且通常可采用 SOT23-3、SC70-3 或更小的封裝。MN1 應(yīng)具有非常優(yōu)良的導電性，因為它是傳輸器件，但是尺寸不必很大。由于它在深三極管區(qū)工作，并且得到了大幅的柵極強化，因此其功耗即使對于導電性中等的器件來說也很低。例如，100m? 以下的晶體管也經(jīng)常采用 SOT23-3 封裝。

圖 4：一款可行的反向電池電路

不過，采用一個小傳輸晶體管的缺點是：與電池充電器串聯(lián)的額外阻抗延長了恒定電壓充電階段的充電時間。例如，如果電池及其配線具有 100m? 的等效串聯(lián)電阻，并且采用了一個 100m? 的隔離晶體管，那么恒定電壓充電階段中的充電時間將加倍。

MP1 和 Q1 組成的檢測和停用電路停用MN1 的速度不是特別快，而且它們無須如此。雖然 MN1 在反向電池附聯(lián)期間產(chǎn)生高功耗，但是關(guān)斷電路只需“在最后”斷開 MN1 連接。它必需在 MN1 升溫幅度大到導致受損之前斷開 MN1 連接。幾十微秒的斷開連接時間可能比較適合。另一方面，在反接電池有機會將充電器和負載電壓拉至負值之前停用 MN1 至關(guān)重要，因而需要采用 C1。基本上，該電路具有一條 AC 和一條 DC 停用路徑。

用一個鉛酸電池和 LTC4015 電池充電器對此電路進行了測試。如圖 5 所示，當反向電池熱插拔時電池充電器處于 OFF 狀態(tài)。反向電壓不會被傳送至充電器和負載。

圖 5：充電器處于關(guān)斷狀態(tài)的 NMOS 保護電路

值得注意的是，MN1 需要一個等于電池電壓的 VDS額定值和一個等于 1/2 電池電壓的 VGS額定值。MP1 需要一個等于電池電壓的 VDS和 VGS額定值。

圖 6 顯示了一種更加嚴重的情況，就是在反向電池進行熱插拔時電池充電器已處于正常運行狀態(tài)。電池反接將下拉充電器側(cè)電壓，直到檢測和保護電路使其脫離運行狀態(tài)，從而讓充電器安全返回至其恒定電壓電平。動態(tài)特性將因應(yīng)用而異，而電池充電器上的電容將對最終結(jié)果起到很大的作用。在該測試中，電池充電器兼具一個高 Q 值陶瓷電容器和一個 Q 值較低的聚合物電容器。

圖 6：充電器處于運行狀態(tài)的 NMOS 保護電路

總之，建議在電池充電器上采用鋁聚合物電容器和鋁電解電容器，以改善正常的正向電池熱插拔期間的性能。由于極度的非線性，純陶瓷電容器會在熱插拔期間產(chǎn)生過高的過沖，背后的原因是：當電壓從 0V 升至額定電壓時，其電容的降幅可達驚人的 80%。這種非線性在低電壓條件下激發(fā)高電流的流動，而當電壓上升時則使電容快速遞減；這是一種導致非常高電壓過沖的致命組合。憑經(jīng)驗，一個陶瓷電容器與一個較低 Q 值、電壓穩(wěn)定的鋁電容器甚至鉭電容器的組合似乎是最穩(wěn)健的組合形式。

P 溝道 MOSFET 設(shè)計

圖 7 示出了第二種方法，即采用一個 PMOS 晶體管作為保護器件。

圖 7：PMOS 晶體管傳輸元件版本

在此電路中，MP1 是反向電池檢測器件，MP2 是反向隔離器件。利用 MP1 的源極至柵極電壓來比較電池的正端子與電池充電器輸出。如果電池充電器端子電壓高于電池電壓，則 MP1 將停用主傳輸器件 MP2。因此，如果電池電壓被驅(qū)動至低于地電位，則顯然，檢測器件 MP1 將把傳輸器件 MP2 驅(qū)動至關(guān)斷狀態(tài) (將其柵極干擾至其源極)。不管電池充電器是使能并形成充電電壓還是停用 (0V)，它都將完成上述操作。

該電路的最大優(yōu)勢是 PMOS 隔離晶體管 MP2 根本不具備將負電壓傳送至充電器電路和負載的權(quán)限。圖 8 對此做了更加清晰的圖解。

圖 8：共源共柵效應(yīng)的圖解

通過 R1 在 MP2 的柵極上可實現(xiàn)的最低電壓為 0V。即使 MP2 的漏極被拉至遠低于地電位，其源極也不會施加顯著的電壓下行壓力。一旦源極電壓降至晶體管高于地電位的 VTH，晶體管將解除自身偏置，而且它的傳導性逐漸消失。源極電壓越接近地電位，晶體管的偏置解除程度越高。這種特性加上簡單的拓撲，使得這種方法比前文介紹的 NMOS 方法更受青睞。與 NMOS 方法相比，它確實存在著 PMOS 晶體管導電性較低且成本較高的不足。

盡管比 NMOS 方法簡單，但是該電路還有一個很大的缺點。雖然它始終提供針對反向電壓的保護作用，但是它可能不會總是將電路連接到電池。當柵極如圖所示交叉耦合時，該電路形成了一個閉鎖存儲元件，此元件有可能選擇錯誤的狀態(tài)。雖然難以實現(xiàn)，但存在這樣一種情況：充電器正在產(chǎn)生電壓 (比如 12V)，在一個較低的電壓 (比如 8V) 附聯(lián)電池，電路斷開連接。

在這種情況下，MP1 的源極至柵極電壓為 +4V，因而強化 MP1 并停用 MP2。這種情況如圖 9 所示，并在節(jié)點上列出了穩(wěn)定的電壓。

圖 9：采用 PMOS 保護電路時可能的阻塞狀態(tài)圖解

為了實現(xiàn)該條件，電池接入時充電器必須已經(jīng)處于運行狀態(tài)。如果電池在充電器使能之前接入，則 MP1 的柵極電壓完全由電池上拉，因而停用 MP1。當充電器接通時，它產(chǎn)生一個受控的電流 (而不是高電流沖擊)，這降低了 MP1 接通、MP2 關(guān)斷的可能性。

另一方面，如果充電器在電池附聯(lián)之前啟用，則 MP1 的柵極只需簡單地跟隨電池充電器輸出，因為它是由泄放電阻器 R2 上拉的。未接入電池時，MP1 根本沒有接通和使 MP2 脫離運行狀態(tài)的傾向。

當充電器已經(jīng)啟動并運行、而電池附聯(lián)在后時，就會出現(xiàn)問題。在這種情況下，在充電器輸出和電池端子之間存在瞬間差異，這將促使 MP1 使 MP2 脫離運行狀態(tài)，因為電池電壓強制充電器電容進行吸收。這使 MP2 從充電器電容器吸取電荷的能力與 MP1 使 MP2 脫離運行狀態(tài)的能力之間形成了競爭。

該電路也用一個鉛酸電池和 LTC4015 電池充電器進行了測試。將一個承受重負載的 6V 電源作為電池模擬器連接至一個已經(jīng)使能的電池充電器絕對不會觸發(fā)“斷開連接”狀態(tài)。所做的測試并不全面，應(yīng)在關(guān)鍵應(yīng)用中更加全面徹底地進行測試。即使電路確已鎖定，停用電池充電器并重新啟用它仍將始終導致重新連接。

故障狀態(tài)可通過人為操控電路 (在 R1 的頂端和電池充電器輸出之間建立臨時連接) 進行演示。然而，普遍認為該電路更傾向于連接。如果連接失敗確實成為一個問題，那么可以設(shè)計一款利用多個器件停用電池充電器的電路。圖 12 給出了一個更加完整的電路例子。

圖 10 示出了充電器被停用的 PMOS 保護電路的效果。

請注意，不論什么情況，電池充電器和負載電壓都不會出現(xiàn)負電壓傳送。

圖 11 示出了該電路處于“當反接電池進行熱插拔時充電器已進入運行狀態(tài)”這種不利情況下。

與 NMOS 電路的效果相差無幾，在斷開電路連接使傳輸晶體管 MP2 脫離運行狀態(tài)之前，反向電池略微下拉充電器和負載電壓。

在電路的這個版本中，晶體管 MP2 必須能夠經(jīng)受兩倍于電池電壓的 VDS (一個用于充電器，一個用于反接電池) 和等于電池電壓的 VGS。另一方面，MP1 必須能夠經(jīng)受等于電池電壓的 VDS和兩倍于電池電壓的 VGS。這項要求令人遺憾，因為對于 MOSFET 晶體管來說，額定 VDS始終超過額定 VGS。可以找到具有 30V VGS容限和 40V VDS容限的晶體管，適合鉛酸電池應(yīng)用。為了支持電壓較高的電池，必須增添齊納二極管和限流電阻器來修改電路。

圖 12 示出了一個能夠處理兩個串聯(lián)堆疊鉛酸電池的電路實例。

圖 10：充電器處于關(guān)斷狀態(tài)的 PMOS 保護電路

圖 11：充電器處于運行狀態(tài)的 PMOS 保護電路

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圖 12：較高電壓反向電池保護。

D1、D3 和 R3 保護 MP2 和 MP3 的柵極免受高電壓的損壞。當一個反接電池進行熱插拔時，D2 可防止 MP3 的柵極以及電池充電器輸出快速移動至地電位以下。當電路具有反接電池或處于錯誤斷開連接閉鎖狀態(tài)時，MP1 和 R1 可檢測出來，并利用缺失的 LTC4015 的 RT 特性來停用電池充電器。

結(jié)論

可以開發(fā)一種面向基于電池充電器應(yīng)用的反向電壓保護電路。人們開發(fā)了一些電路并進行了簡略的測試，測試結(jié)果令人鼓舞。對于反向電池問題并不存在什么高招，不過，希望本文介紹的方法能夠提供充分的啟示，即存在一種簡單、低成本的解決方案。

原文轉(zhuǎn)自亞德諾半導體