本期，我們將聚焦于

CCM 反激式轉換器設計

探討CCM 反激式轉換器

在中等功耗隔離應用中的優勢

并提供53Vdc 至 12V/5A

CCM反激式轉換器的功率級設計公式

連續導通模式 (CCM) 反激式轉換器通常用于中等功耗的隔離型應用。與不連續導通模式 (DCM) 運行相比，CCM 運行的特點是具有更低的峰值開關電流、更低的輸入和輸出電容、更低的 EMI以及更窄的工作占空比范圍。由于具有這些優點并且成本低廉，它們已廣泛應用于商業和工業領域。本文將提供之前在電源設計小貼士：反激式轉換器設計注意事項中討論過的53Vdc至12V/5A CCM 反激式轉換器的功率級設計公式。

圖 1 展示了工作頻率為 250kHz 的 60W 反激式轉換器的詳細原理圖。所選占空比在最低輸入電壓 (51V) 和最大負載時最大，為 50%。雖然也可以在超過 50% 占空比的情況下運行，但在本設計中無此必要。由于 57V 的高壓線路輸入電壓相對較低，因此在 CCM 運行時，占空比只會降低幾個百分點。但如果負載大幅降低，轉換器進 DCM 運行模式，占空比就會顯著降低。

圖 1. 60W CCM 反激式轉換器原理圖

設計規格

為防止磁芯飽和，繞組開/關時間的伏秒積必須保持平衡。這等于方程式 1：

方程式 1

將dmax設置為 0.5 并計算Nps12（Npri: N12V）和Nps14（Npri: N14V）的匝數比，如方程式 2 和方程式 3所示：

方程式 2

方程式 3

變壓器匝數比現已設定（方程式 4 和方程式 5），因此可計算出工作占空比和 FET 電壓。

方程式 4

方程式 5

Vdsmax 表示 FET Q2 漏極上無振鈴的“平頂”電壓。振鈴通常與變壓器漏電感、寄生電容（T1、Q1、D1）和開關速度有關。選擇 200V FET 時，FET 電壓會再降低 25% 至 50%。變壓器繞組之間必須實現良好耦合，如有可能，最大漏電感必須為 1% 或更低，以更大限度地減少振鈴。

當 Q2 導通時，二極管 D1 的反向電壓應力等于方程式 6：

方程式 6

由于漏電感、二極管電容和反向恢復特性的影響，當次級繞組擺幅為負時，振鈴現象很常見。具體請參閱方程式 7。

方程式 7

我選擇了額定值為 30A/45V 的 D2PAK 封裝，以便在 10A 電流下將正向壓降減至 0.33V。功率耗散等于方程式 8：

方程式 8

建議使用散熱器或氣流進行適當的熱管理。初級電感的計算公式為方程式 9：

方程式 9

POUTMIN 是轉換器進入 DCM 的位置，通常為POUTMAX 的 20% 至 30%。

初級峰值電流出現在 VINMIN 時，等于：

方程式 10

這對于確定最大電流檢測電阻 (R18) 值而言是必要的，能夠防止控制器的初級過流 (OC) 保護電路跳閘。對于 UCC3809，R18 兩端的電壓不能超過 0.9V，以保證全輸出功率。在本例中，我選擇 0.18Ω。也可以使用更小的電阻，以減少功率損耗。但過小的電阻會增加噪聲靈敏度，并使 OC 閾值處于高電平，有可能導致變壓器飽和，更糟糕的是，甚至會導致 OC 故障期間出現與應力相關的電路故障。電流檢測電阻耗散的功率為方程式 11：

方程式 11

根據方程式 12 和方程式 13 估算FET 導通損耗和關斷開關損耗：

方程式 12

方程式 13

與 Coss相關的損耗計算有些模糊，因為該電容具有相當高的非線性度，會隨著 Vds 的增加而降低，在本設計中估計為 0.2W。

電容器要求通常包括計算最大均方根電流、獲得預期紋波電壓所需的最小電容以及瞬態保持。輸出電容和 IOUTRMS的計算公式為方程式 14 和方程式 15：

方程式 14

方程式 15

可以僅使用陶瓷電容器，但在直流偏置效應后需要 7 個陶瓷電容器才能實現 83μF。因此，我只選擇了足以處理均方根電流的電容器，然后使用了電感器-電容器濾波器來降低輸出紋波電壓并改善負載瞬態。如果存在較大的負載瞬態，可能需要額外的輸出電容來減少壓降。

輸入電容等于方程式 16：

方程式 16

同樣，您必須考慮會損耗電容的直流偏置效應。如方程式 17 所示，均方根電流約為：

方程式 17

圖 2 展示了原型轉換器的效率，而圖 3 展示了反激式評估板。

圖 2. 轉換器的效率和損耗決定了

封裝的選擇和散熱要求

圖 3. 60W 反激式評估硬件尺寸為

100mm x 35mm

要選擇合適的補償元件值

結語

本設計示例介紹了功能性 CCM 反激式設計的基本元件計算。然而，初始估算通常需要反復計算，以便進行微調。不過，為了獲得運行良好且優化的反激式轉換器，在變壓器設計和控制環路穩定等方面，往往還需要做更多的細節工作。