DCM操作的特征在于，在下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期開(kāi)始之前，轉(zhuǎn)換器的整流器電流降至零。在切換之前將電流減小到零將減少場(chǎng)效應(yīng)晶體管（FET）的耗散并減少整流器損耗，并且通常還會(huì)降低變壓器的尺寸要求。

相比之下，CCM操作將在開(kāi)關(guān)周期結(jié)束時(shí)保持整流器電流導(dǎo)通。我們?cè)?a target="_blank">電源技巧＃76：反激轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)注意事項(xiàng)和電源技巧＃77：設(shè)計(jì)CCM反激轉(zhuǎn)換器中介紹了CCM反激的反激設(shè)計(jì)折衷和功率級(jí)方程。CCM操作最適合中功率到高功率應(yīng)用，但是如果您有可以使用DCM反激式的低功率應(yīng)用，請(qǐng)繼續(xù)閱讀。

圖1：這種簡(jiǎn)化的反激式轉(zhuǎn)換器可以在DCM或CCM中運(yùn)行。

圖1顯示了簡(jiǎn)化的反激原理圖，該原理圖可以在DCM或CCM模式下運(yùn)行。此外，電路可以根據(jù)時(shí)序在模式之間切換。為了保持本文將要評(píng)估的DCM模式下的運(yùn)行，關(guān)鍵組件開(kāi)關(guān)波形應(yīng)具有圖2所示的特性。

當(dāng)FET Q1在占空比周期D導(dǎo)通時(shí)開(kāi)始工作。T1初級(jí)繞組中的電流始終從零開(kāi)始，達(dá)到由初級(jí)繞組電感，輸入電壓和導(dǎo)通時(shí)間t1設(shè)定的峰值。在此FET導(dǎo)通期間，由于T1的次級(jí)繞組極性，二極管D1被反向偏置，迫使所有輸出電流在時(shí)間段t1和t3期間由輸出電容器COUT提供。

當(dāng)在1-D期間Q1關(guān)斷時(shí)，T1的次級(jí)電壓極性反轉(zhuǎn)，這使D1可以將電流傳導(dǎo)至負(fù)載并為COUT充電。在時(shí)間t2內(nèi)，D1中的電流從其峰值線性減小到零。一旦T1的存儲(chǔ)能量耗盡，在t3的剩余時(shí)間段內(nèi)僅會(huì)發(fā)生殘留振鈴。這種振鈴主要是由于T1的勵(lì)磁電感以及Q1，D1和T1的寄生電容引起的。在t3期間Q1的漏極電壓中很容易看到這一點(diǎn)，該漏極電壓從VIN加反射的輸出電壓降回VIN，因?yàn)橐坏╇娏魍Ｖ沽鲃?dòng)，T1就無(wú)法支持電壓。（注：在t3時(shí)沒(méi)有足夠的死區(qū)時(shí)間，可能會(huì)發(fā)生CCM操作。）CIN和COUT中的電流與Q1和D1中的電流相同，但是沒(méi)有DC偏移。

圖2中的陰影區(qū)域A和B突出顯示了t1和t2期間變壓器的伏微秒乘積，必須保持平衡以防止飽和。區(qū)域“ A”代表（Vin / Nps）×t1，而“ B”代表（Vout + Vd）×t2，均參考次級(jí)側(cè)。Np / Ns是變壓器的初級(jí)與次級(jí)匝數(shù)比。

圖2 DCM反激式的關(guān)鍵電壓和電流開(kāi)關(guān)波形包括設(shè)計(jì)人員必須指定的幾個(gè)關(guān)鍵參數(shù)。

表1詳細(xì)列出了相對(duì)于CCM的DCM操作特性。DCM的一個(gè)關(guān)鍵屬性是，較低的初級(jí)電感會(huì)降低占空比，而與變壓器的匝數(shù)比無(wú)關(guān)。此屬性使您可以限制設(shè)計(jì)的最大占空比。如果您嘗試使用特定的控制器或保持在特定的開(kāi)啟或關(guān)閉時(shí)間限制內(nèi)，那么這可能很重要。較低的電感，這需要較低的平均能量存儲(chǔ)（盡管具有較高的峰值FET電流），通常還會(huì)導(dǎo)致允許使用比CCM設(shè)計(jì)所需的變壓器更小的變壓器。

DCM的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是，該設(shè)計(jì)消除了標(biāo)準(zhǔn)整流器中的D1反向恢復(fù)損耗，因?yàn)樵趖2結(jié)束時(shí)電流為零。反向恢復(fù)損耗通常表現(xiàn)為Q1功耗的增加，因此消除反向損耗可以減小開(kāi)關(guān)晶體管上的應(yīng)力。在更高的輸出電壓下，這樣做的好處變得越來(lái)越重要，其中，隨著額定電壓更高的二極管，整流器的反向恢復(fù)時(shí)間會(huì)增加。

表1 DCM反激設(shè)計(jì)相對(duì)于CCM設(shè)計(jì)既有優(yōu)點(diǎn)也有缺點(diǎn)。

開(kāi)發(fā)人員在開(kāi)始設(shè)計(jì)時(shí)將需要了解幾個(gè)關(guān)鍵參數(shù)，以及基本的電氣規(guī)范。首先選擇開(kāi)關(guān)頻率（fsw），最大期望工作占空比（Dmax）和估計(jì)的目標(biāo)效率。然后，公式1在時(shí)間t1上計(jì)算為：

接下來(lái)，使用等式2估算變壓器的峰值初級(jí)電流Ipk。對(duì)于等式2中的FET的導(dǎo)通電壓（Vds_on）和電流檢測(cè)電阻器電壓（VRS），假定適合您設(shè)計(jì)的小壓降，例如0.5 V。您可以稍后更新這些電壓降。

由于這些元件通常會(huì)因變壓器漏感而產(chǎn)生振鈴，因此，經(jīng)驗(yàn)法則是期望實(shí)際值比公式4和5預(yù)測(cè)的值高10-30％。如果Vds_max高于預(yù)期，則減小Dmax將降低它，但是VPIV_max將增加。確定哪個(gè)組件電壓更為關(guān)鍵，并在必要時(shí)再次進(jìn)行迭代。

使用公式6計(jì)算t1_max，該值應(yīng)近似于公式1：

如果選擇的電感小于公式7所示的電感，請(qǐng)根據(jù)需要進(jìn)行迭代，增加x并減小Dmax，直到Np / Ns和Lpri_max等于所需值。

您現(xiàn)在可以在公式8中計(jì)算Dmax：

根據(jù)所選控制器的電流檢測(cè)輸入最小電流限制閾值Vcs計(jì)算允許的最大電流檢測(cè)電阻值（公式11）：

使用公式9和RS中為Ipkmax計(jì)算的值來(lái)驗(yàn)證公式2中的FET Vds和感測(cè)電阻器VRS的假定壓降是否接近；如果明顯不同，則再次進(jìn)行迭代。

使用公式12和13從公式10計(jì)算RS的最大功耗和Q1的傳導(dǎo)損耗：

其中Qdrv是FET的總柵極電荷，Idrv是預(yù)期的峰值柵極驅(qū)動(dòng)電流。

公式15和16通過(guò)FET的非線性Coss電容的充電和放電來(lái)計(jì)算總功率損耗。公式15中的被積應(yīng)與0V與其實(shí)際工作Vds之間的實(shí)際FET的Coss數(shù)據(jù)手冊(cè)曲線緊密匹配。在高電壓應(yīng)用中或使用非常低的RDS（on）FET（具有較大的Coss值）時(shí)，Coss損耗通常最大。

FET總損耗可通過(guò)將公式13，公式14和公式16的結(jié)果相加得出。

公式17表明，該設(shè)計(jì)中的二極管損耗將大大簡(jiǎn)化。確保選擇一個(gè)額定用于次級(jí)峰值電流的二極管，該二極管通常比IOUT大得多。

通常選擇輸出電容作為公式18或19中的較大者，這些公式基于紋波電壓和等效串聯(lián)電阻（公式18）或負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)（公式19）計(jì)算電容：

其中?IOUT是輸出負(fù)載電流的變化，?VOUT是允許的輸出電壓偏移，而fBW是轉(zhuǎn)換器的估計(jì)帶寬。

公式20計(jì)算輸出電容器RMS電流為：

如果需要額外的次級(jí)繞組，公式26可輕松計(jì)算出額外的繞組Ns2：

其中VOUT1和Ns1是穩(wěn)定的輸出電壓。

變壓器初級(jí)RMS電流與公式10中的FET RMS電流相同；變壓器次級(jí)RMS電流如公式27所示。變壓器鐵芯必須能夠處理Ipk而不會(huì)飽和。您也應(yīng)該考慮核心損失，但這超出了本文的范圍。

編輯：hfy