“分享一個非常酷的項目，來自于 Henrik 的 Blog。將 SAR 合成孔徑雷達裝在無人機上，作者詳細記錄了思路、選型、制造和測試的過程，非常值得學習。”

? 簡介

在業余無線電領域，我成功研制了多款自制雷達系統，并在地面環境中完成了合成孔徑成像測試。長久以來，我一直構想在無人機平臺上搭載雷達設備，實現空基合成孔徑成像。數年前調研時發現，當時具備有效載荷能力的中型無人機價格普遍在1000歐元以上。以A. Bekar、M. Antoniou和C. J. Baker在《低成本高分辨率無人機載SAR成像》論文中（https://pure-oai.bham.ac.uk/ws/portalfiles/portal/136457382/Final_Version_TGRS.pdf）采用的系統為例，其卓越的成像效果令人印象深刻。該研究使用的大疆S900無人機官方標價約1000歐元，但整套系統造價高達1.5萬英鎊，即便僅考慮無人機成本也遠超個人預算范圍。多數同類研究均采用專為航拍設計的中型無人機平臺，且通常配備RTK-GPS定位系統以實現厘米級定位精度。

近年來，微型FPV（第一人稱視角）無人機價格出現顯著回落。當前中國市場可輕松購得售價約100歐元的5-7英寸螺旋槳四軸飛行器套件（不含電池及遙控器）。這類微型無人機雖體積緊湊，卻能承載1公斤以上有效載荷，完全滿足小型雷達系統的搭載需求。

基于此，我選擇了一款無品牌的7英寸FPV套件，配合微型GPS/指南針模塊，旨在構建一套可自主飛行的輕量化合成孔徑雷達系統。

合成孔徑成像原理

單通道雷達僅能獲取目標距離信息而無法測定方位角。當采用線性陣列接收通道時，目標回波信號到達各接收單元的路徑差異會產生相位偏移，通過解析這些相位差即可解算目標方位。

根據瑞利判據，天線角分辨率Δθ與工作波長λ及天線孔徑D的關系可表示為：Δθ≈λ/D。以6GHz頻段為例，要實現1米的分辨率，在1公里的距離上需達到0.03°角分辨率，這意味著需要約100米口徑的天線陣列。

合成孔徑技術通過移動單通道雷達進行多點采樣，在場景靜止的假設條件下，等效構建出大規模天線陣列的觀測效果。將單通道雷達搭載于無人機平臺，通過飛行軌跡形成合成孔徑，可突破物理天線尺寸限制，獲得超分辨率成像能力。

雷達設計

無人機框架尺寸

本項目的核心設計目標在于實現無人機載微型合成孔徑雷達系統的最優成像性能，同時滿足三大技術約束：微型化適配（可集成于7英寸FPV無人機）、低成本控制（預算<500歐元）以及材料受限（強制使用FR4基板）。預算限制排除了低損耗射頻材料的應用可能，電子系統與天線均需采用常規FR4基板實現。

無人機尺寸較小制約了雷達設計：框架寬度僅40mm，螺旋槳間距50mm，雖長度方向留有170mm余量，但寬度限制使雷達須呈狹長形態。以樹莓派（56×85mm）為例，其尺寸已超出橫向空間限制。這種微型化要求對硬件集成構成嚴峻挑戰。

FMCW（左）與脈沖雷達（右）架構框圖對比示意圖

在既有技術積累基礎上，主要考慮兩種架構方案：

1. 脈沖雷達方案：

既往研制的64×132mm脈沖雷達雖寬度稍大但具備優化空間

受限于ADC采樣率（100MHz帶寬），對應1.5m距離分辨率難以滿足精細成像需求

擴展ADC帶寬將顯著增加成本與布局難度

改良型雙斜坡發生器設計可生成低頻中頻信號，規避高速ADC需求（SAR雷達常用方案）

脈沖雷達固有缺陷：

受限于時分離收發機制，最大脈寬受目標往返時延約束（100m最小作用距離對應670ns脈寬限制）

平均發射功率受限導致信噪比下降

超短脈沖序列增加成像算法復雜度

需配置獨立收發天線（占用更多空間）

2. FMCW雷達方案：

支持全雙工收發，顯著提升信噪比

掃頻時長僅受合成孔徑采樣速率約束（可達數百微秒級）

需確保回波信號與發射掃頻信號的時域重疊

單次掃頻可捕獲更多回波能量，有利于提升信號質量

FMCW雷達優勢：

在近距離（<數公里）、低速平臺場景下性能優勢顯著

狹長空間可并置微型收發天線

成本效益比優于脈沖方案

綜合評估表明，在微型化、低成本約束下，FMCW架構更適配本項目需求。其連續波特性可突破脈沖雷達的時域限制，在有限空間內實現更優的成像性能與系統集成度。

RF 設計

FMCW 雷達架構

上圖展示了采用雙極化天線的FMCW雷達射頻模塊框圖。掃頻信號由鎖相環（PLL）生成，經可變衰減器調節后由功率放大器（PA）放大。大部分信號傳輸至發射天線，通過極化切換開關選擇垂直（V）或水平（H）極化模式。部分發射信號耦合至接收混頻器，與經低噪聲放大器（LNA）放大的反射信號進行混頻。接收端同樣配置極化切換開關，結合發射端開關可實現HH/HV/VH/VV四種極化組合的收發模式。混頻器輸出的低頻信號經放大后由模數轉換器（ADC）數字化，接收鏈路需配置濾波器以抑制帶外干擾并避免ADC混疊效應。

基于DAC或直接數字頻率合成器（DDS）的掃頻方案在相位噪聲和頻率切換速度上優于PLL，但PLL因成本低、占板面積小而被采用。

射頻頻率選擇在大約6 GHz左右，這是因為在該頻率下有大量價格低廉的消費級射頻元件可供選擇。在這個頻率下，最高輸出功率的廉價功率放大器可以輸出大約30 dBm的功率。同時，接收端的低噪聲放大器也可以以較低的價格獲得1 - 2 dB的噪聲系數。

接收機采用直接轉換架構，混頻器沒有鏡像抑制功能。這導致傳輸信號頻率上下兩側的頻率都會被轉換為相同的輸出頻率。這并不是理想的情況，因為接收帶外的噪聲會增加接收機的噪聲底，使其提高3 dB。如果采用IQ采樣接收機，可以抑制另一個邊帶，但這需要兩個混頻器和ADC。考慮到僅能提高3 dB的信噪比，并不值得增加成本和PCB空間。

極化切換允許選擇用于發射和接收的極化方式。H代表水平極化，V代表垂直極化。通過這種方式，可以測量四種極化方式：HH（水平發射水平接收）、HV（水平發射垂直接收）、VH（垂直發射水平接收）和VV（垂直發射垂直接收）。不同的目標對不同極化的反射能力不同，這在遙感中被用來確定反射目標的特性。例如，許多平滑的目標通常反射與其自身極化相同的信號，目標的形狀決定了它反射更多HH還是VV分量。森林和植被通常比道路和裸地有更高的交叉極化（HV和VH）反射分量，這是由于植被內部的多次反射造成的。

盡管在框圖中H和V天線是分開繪制的，但這并不意味著系統需要四個天線。實際上，可以設計一個具有兩個端口的天線，一個端口發射H極化信號，另一個端口發射V極化信號。雙極化天線并不一定比單極化天線占用更多的空間。

配置雙接收機可同步接收H/V極化信號，優勢包括：消除接收端極化開關損耗、延長單次測量時間（提升信噪比）、加速掃頻周期（無需切換接收極化）。但綜合考慮成本效益，此方案暫未采用。

TX-RX 泄漏

射頻功率提升通常能改善信噪比，但調頻連續波(FMCW)雷達因同時收發的工作特性，需特別關注收發通道泄漏問題。接收機需滿足雙重要求：既要能檢測-174 dBm/Hz的熱噪聲基底，又要避免因發射天線泄漏的射頻功率導致飽和。典型低噪聲放大器(LNA)的飽和輸入功率約為-20 dBm，當發射功率為+30 dBm時，收發隔離度需超過50 dB才能防止接收機飽和。若接收鏈路其他組件（如模數轉換器ADC）先于LNA達到飽和，則需進一步提高隔離度。

在無人機等空間受限場景中，若天線隔離度不足，可通過功放(PA)前的可變衰減器降低發射功率。該調整雖會影響接收混頻器的本振(LO)功率，但現代混頻器的LO輸入功率范圍通常設計有足夠裕量，不會構成實質性問題。

鏈路預算分析

接收機輸入端的接收功率方程可表示為：

其中，Pt為發射功率，G為天線增益，λ為波長，σ為目標雷達截面積（RCS），r為目標距離。該公式描述單脈沖接收功率。合成孔徑通過移動過程中發射多個脈沖形成，所有脈沖可相干疊加以提高信噪比。若圖像由n個脈沖合成，則總接收功率可乘以n。

目標雷達截面積σ取決于雷達分辨率與地表對雷達波的反射能力，可分解為：σ=δxδyσ0，式中δx為距離向分辨率，δy為方位向分辨率，σ0為單位面積地表反射率。在本案例中δx≈δy≈0.3m，具體值受雷達參數、距離及成像幾何影響。地表反射率與材質和入射角相關：當入射角為90°（法線方向）時反射最強，此時鏡面反射回波顯著；入射角減小時反射率逐漸降低。典型地表反射率范圍為 -20 至 0 dBsm（中等入射角條件下）。

接收機最小可檢測功率受限于接收機的熱噪聲，其表達式為kTBF，其中k為玻爾茲曼常數，T為接收機溫度，B為噪聲帶寬，F為接收機噪聲系數。需注意噪聲帶寬B與射頻帶寬無直接關聯，其定義為信號與噪聲可分離的最小帶寬。通過傅里葉變換剔除信號頻帶外噪聲分量后，剩余噪聲不影響檢測性能。FFT 頻率分辨率由掃頻時間ts決定，即1/ts。

令接收功率Pr等于噪聲功率，通過求解得到的 σ0 稱為噪聲等效散射截面積（NESZ），這是一個常用于比較合成孔徑雷達性能的參數。：

脈沖數n可表示為測量時間tm與脈沖重復頻率（PRF）的乘積（n=tmPRF），或等效為飛行軌跡長度lm與無人機速度v的關系（n = lmPRF/v）。在條帶成像模式下，脈沖數受天線波束照射時間限制；而四旋翼無人機采用聚束成像時，可通過持續指向目標突破此限制。

系統參數表：

NESZ與探測距離關系

基于上述參數的NESZ-距離曲線表明：通過優化掃頻時長和合成脈沖數可小幅改善性能。衛星SAR系統通常要求 NESZ≤-20 dBsm 以獲得優質圖像，本系統在1-2 km范圍內可達到可接受的成像質量。

脈沖重復頻率（PRF）

在6 GHz射頻頻率下，不同時分復用通道數量對應的無混疊最小脈沖重復頻率

雷達成像質量依賴于接收信號的相位信息完整性。為避免相位模糊，需確保相鄰脈沖采樣間隔引起的相位變化不超過180°。當目標位于天線波束中心90°方位角時（沿運動方向），若平臺位移導致相鄰測量間的雙程路徑差超過半波長（對應180°相位差），則不同方位角目標將產生相位混疊現象。具體而言，當收發天線同步運動時，平臺位移量達四分之一波長將導致信號傳播路徑差半個波長，此時±90°方位目標將產生相同的180°相位差異。位移量進一步增加將加劇圖像混疊程度。

如果天線具有很強的方向性，那么可以使用更大的測量間距。方向性好的天線不會向大角度方向輻射信號，從而避免了由于大角度導致的圖像混疊。天線的方向性越好，測量間距就可以越大。然而，由于無人機的空間限制以及天線方向性與其尺寸相關，可能無法設計出非常方向性的天線，因此最大測量間距可能只能達到四分之一波長左右。

典型四旋翼無人機巡航速度為10 m/s，但可根據需求靈活調整。在6 GHz工作頻率下，四分之一波長對應12.5 mm（0.5英寸），當飛行速度為10 m/s時，為滿足每12.5 mm位移完成一次采樣，脈沖重復頻率（PRF）需至少達到800 Hz。考慮到系統采用四極化時分復用設計，實際需在單個PRF周期內完成全部四個極化通道的測量。 PRF與掃頻時間約束關系：

四通道時分復用要求總PRF ≥ 4×800 Hz = 3.2 kHz

對應最大單掃頻時間 ≤ 312.5 μs（含PLL鎖相時間余量）

實際工程中需預留PLL穩定時間（約20-30 μs），因此有效掃頻時間上限約為280 μs。該參數直接影響系統探測距離分辨率，需在硬件設計中重點優化。

需要的 ADC 采樣頻率 250 μs掃頻時長的調頻連續波雷達系統，在不同探測距離與射頻帶寬下的ADC采樣速率需求 在調頻連續波（FMCW）雷達系統中，接收信號與發射掃頻信號混頻后，將產生與目標距離相關的中頻信號。設目標距離為r（單位：m），則中頻頻率f可通過下式計算：

B為射頻掃頻帶寬（單位：Hz）

c為光速（3×10? m/s）

ts為掃頻時長（單位： s）

系統距離分辨率由射頻帶寬決定，其關系式為：

典型參數示例：

150 MHz帶寬對應1米距離分辨率

300 MHz帶寬實現0.5米高分辨率

假設系統配置如下：

射頻帶寬 B = 300MHz（0.5米分辨率）

掃頻時長 ts = 280 μs（根據前文計算值）

最大探測距離 r =2 km

代入公式計算得中頻頻率：

根據奈奎斯特采樣定理，ADC采樣頻率需滿足：

其中：

2f=28 MHz 為奈奎斯特最低采樣頻率

Δf 為抗混疊濾波器滾降余量（通常預留25%-50%）

因此實際工程中需選擇：

該參數既能滿足28 MHz的基礎采樣需求，又可提供約78%的頻譜余量用于實現高質量的抗混疊濾波。本設計最終選定50 MHz采樣頻率，在保證系統性能的同時為硬件實現留出充分裕度。

原文轉載自 https://hforsten.com/homemade-polarimetric-synthetic-aperture-radar-drone.html，已進行翻譯及校對優化

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