引言

LED照明是一種理想的照明光源，可以取代傳統的照明系統，例如熒光燈和白熾燈。特別是在傳統的TRIAC調光燈體系中，已經投入了大量的研究，試圖開發一種兼容TRIAC調光器的LED燈泡。因為白熾燈光源消耗功率大，而且壽命短，所以LED燈泡便成為其理想的替代品，具有功耗非常低、壽命非常長等優勢。

對于TRIAC調光LED燈泡，目前最大的問題在于調光器的兼容性。傳統TRIAC調光器的原始設計是要處理數百瓦白熾燈泡消耗的功率。消耗功率小于20W的LED燈泡，會和采用由大功率開關器件構成的調光器產生相互影響。如果調光器和LED燈泡的相互影響不穩定，會出現可見閃爍。

為了防止閃爍，需要考慮一些特別的要求。TRIAC調光器需要在TRIAC觸發后能夠擎住電流，且在觸發后的導通期間能夠維持電流。如果不能滿足這兩種電流， TRIAC調光器會出現誤觸發和LED照明閃爍。圖1 給出了TRIAC調光器和LED燈泡的接線圖。圖2 給出了在電源周期開始時，TRIAC調光器的電路阻斷電源，觸發后接通輸入電源和LED燈泡。如圖3所示，如果流過調光器的擎住電流和維持電流不足，TRIAC調光器將會關斷。

對于不同的調光器模型，擎住電流和維持電流也會不同。典型的擎住電流和維持電流范圍大約為5~50mA。由于消耗較大的功率，采用白熾燈照明時，不會出現這些工作要求。單只LED燈泡的功率輸出一般小于20W， 因此在整個電源周期中單只LED燈泡不能維持所需電流量。

本應用說明書提供了TRIAC調光LED燈泡電路板設計的實用指南。在描述的無源和有源泄放設計指南中，詳細地說明了如何保持擎住電流和維持電流，而不出現閃爍現象。由于減少了外部器件的數量，有源阻尼設計能夠改善效率。針對功率因數（ PF ） 、總諧波畸變率（THD）以及 EMI等方面，輸入濾波器設計一節講述了濾波元件的濾波效果。

1. 無源瀉放設計

設計無源泄放電路是為了提供擎住電流和維持電流，消除誤觸發和閃爍。圖4 給出了采用無源泄放電路的電路板原理。

所謂無源泄放器是由電阻（RB） 和電容（CB）構成。LF1 和 LF2為輸入濾波電感。CIN 為輸入濾波電容，RD 為阻尼電阻。在調光電路板設計中，如果電容并聯在電源線之間，電阻（ex. RB， RD）需要與電容（ex. CB， CIN）串聯。如果不串聯電阻，由于調光器觸發時電容的快速充電作用，將會出現較高的電壓和電流尖峰。電流尖峰將會破壞TRIAC調光器，特別當多個LED燈泡并聯時尤為如此，因為來自每個LED燈泡的電流尖峰之和將會超過TRIAC調光器的額定電流。電流尖峰之后會出現電流振蕩，由于振蕩中會出現低于維持電流的負電流，還會引起調光燈誤觸發。電壓尖峰如果超出額定擊穿電壓，將會破壞外部器件。

無源泄放電路包括幾百nF的電容（CB），用于提供擎住電流和維持電流。為了消除上述電壓與電流尖峰，有必要采用泄放電阻（RB）阻尼該尖峰。

1.1 無源泄放電容 （CB）的選擇

電容CB大小決定著保持TRIAC開通的泄放電流。對于TRIAC調光，電容CB越大，泄放電流較大，調光控制的穩定性越高。圖5和圖6給出了較小與較大泄放電容時的電源電流。輸入電流（IIN）為來自二極管整流橋后的反激變換器的電流。在FL7730的功率因數校正作用下，IIN與電源電壓同相位。IB為泄放電流，電源電流（ILINE）為IIN 與IB之和。

ILINE 應該高于擎住電流和維持電流，這是因為ILINE 直接流過TRIAC調光器。在圖5中，觸發時的ILINE 不是足夠大，原因是CB較小。TRIAC 調光器將發生誤觸發，如圖3所示。在圖6中，在調光器觸發時，ILINE 足夠高，原因是CB較大，這樣可以保持TRIAC正常的導通狀態，如圖2所示。因此，由于可以提供更高的IB，CB較大時的調光器觸發效果優于CB較小時。

但是，CB較大時也有一個不足，對功率因數（PF）、總諧波畸變率（THD）和效率產生影響。表1 中給出了CB 在100nF～200nF之間變化時的性能比較。可見，CB對PF和RB功耗的影響較為嚴重。相比100nF CB，220nF CB 嚴重地降低了PF，增加了RB功耗，其原因是CB的充電與放電電流過大。

因此，對于無源瀉放電路，在選擇CB時，應該在TRIAC 調光控制和PF大小之間權衡利弊。尤其對于要求高功率因數的高壓燈泡應用。權衡這兩個因素，確定合理的CB 是一個挑戰。在選擇CB時，第一步是，檢查調光器觸發時的IB。通過改變CB大小，校驗在調光器觸發時是否出現由于IB不足引起的誤觸發。在調光器觸發中沒有出現工作異常的CB選擇范圍內，選擇較小的CB，可以獲得較高的PF和效率。EMI不受CB的影響，這是由于RB與之串聯，阻斷了CB對噪聲的濾波。

1.2 無源泄放電阻 （RB）的選擇

RB 起到阻尼作用，可以抑制由于觸發時CB快速充電引起的尖峰電流。圖7 給出了RB過大時的電源電流。太大的RB可以顯著地阻尼IB，導致IB在觸發時低于擎住電流，在受到觸發后，TRIAC調光器會出現誤觸發，出現可見閃爍。

圖8 給出了RB過小時的電源電流。RB過小，不能完全阻尼IB，發生電流振蕩。振蕩電流波動低于負的IB，引起TRIAC調光器的誤觸發，出現可見閃爍。

RB關于選擇的另外一種考慮是功耗。表2中給出了采用兩種不同瀉放電阻時的系統性能比較。在系統的指標中，RB不影響PF和THD。可見，RB越大，引起自身的功耗就越大。

2. 有源瀉放設計

保持TRIAC維持電流的另外一種方法是有源瀉放技術。相比無源瀉放電路，在電源輸入周期中，有源瀉放電路可以覆蓋更寬范圍的TRIAC開通。該推薦有源瀉放電路能夠通過調節輸入電流保持TRIAC的維持電流，能夠降低瀉放電路的功耗。

圖9中，ILINE 為 IB （有源瀉放電流） 和 IIN （反激變換器輸入電流）之和。RSENSE 為檢測電阻，負載檢測電源電流ILINE。CFILTER 為濾波電容，負責濾除RSENSE上電壓的開關噪聲。QREG為分流調節器，例如KA431。在調光器觸發時，較大的電流毛刺將會在RSENSE上，引起較大的電壓降。ZDLIM 能夠限制RSENSE上的電壓，進而保護QREG 的參考電路。驅動QBLEED （瀉放MOSFET） 的偏置電流屬于線性調節器，由輔助繞組供電。偏置電路由DBIAS 和 CBIAS構成。QBLEED 的門極受控制于CBIAS偏置電壓和QREG的陰極。驅動電流總量受限制于RSOURCE 和 RSINK。CCOMP 能夠減緩調節環的響應。RCOMP用做負反饋電阻， 負責補償控制環。RBLEED 為瀉放電阻，同QBLEED一起， 消耗部分瀉放功率。

工作原理如圖10所示。在提出的有源瀉放電路中，當RSENSE 電壓低于QREG的VREF時，QBLEED 的VGS （門極-源極電壓） 增加，IB 升高。保持電流為：

在選擇IHOLD時，需要在調光兼容性和系統效率之間做出折衷。如果IHOLD設計較高，則有源瀉放電路會與更多的調光器兼容。但是，IB 的增加，意味著瀉放電路的功耗更大。RSOURCE、RSINK、 CCOMP、RCOMP 和 CFILTER 與有源瀉放電路的反饋響應之間存在密切關系。（RSOURCE、RSINK、RCOMP）阻值和（CCOMP， CFILTER）容值較小時，能夠加快反饋環的速度。如果反饋環過快，IB 將會大紋波地振蕩。

有源瀉放電路的工作需要與控制芯片的工作周期同步。當控制芯片工況出現異常時，例如LED出現短路或開路，由于門極信號已經被封鎖，不會出現IIN。如果在異常條件下，有源瀉放電路仍然處于活躍狀態，在沒有IIN 的情況下，該電路應該保持維持電流，該電路的功耗變得較高，QBLEED 發生熱損壞。因此，偏置電流應來自輔助繞組。這樣，當開關作用關閉后，有源瀉放電路也被迫停止。

有源瀉放電路消耗大量的功耗，特別當電源電壓較高時更是如此。在高電源電壓較時，IIN 降低，IB 應該補償維持電流的缺失部分。在這種狀況下， 如果沒有RBLEED，QBLEED 溫升較高。RBLEED的串聯使用，可以分攤有源瀉放電路的部分功耗。然而，RBLEED 不能太大， 否則不能分攤功耗，其原因是，RBLEED 過大時，限制了IB ，很容易引起保持維持電流失敗。

圖11. 給出了一種有源瀉放電路的設計實例。其中，檢測地連接到分流調節器（KA431）的VREF管腳。C1表示RSENSE 電壓。C2 表示輸入電壓。C3 表示瀉放MOSFET 的源極電壓，該電壓與瀉放電流成正比。C4表示電源電流。

圖12和圖13給出了在高調光角和低調光角時有源瀉放電路的波形。在低調光角時，通過FL7730的調光作用，輸出電流減少。由于IIN （C3）的減少，有源瀉放電路應該補償更多的電流IB 。這就是有源瀉放電路的功耗處于中等調光角范圍的原因。如果想要校驗瀉放電路的最高溫度，測試條件應該選擇中等調光角和最大電源電壓。

3. 有源阻尼設計

在調光器觸發時，有必要采用與輸入濾波電容串聯的阻性阻尼。在調光器觸發時，引起較大的電流尖峰，通過電源線路，為電容CIN快速充電。如果沒有阻性阻尼， 該電流尖峰將引起電源電流振蕩，大電流將引起調光器誤觸發，破壞TRIAC調光器。采用阻尼電阻可以抑制尖峰電流，阻尼電阻的功耗也會較高。阻尼電阻不僅能夠阻尼尖峰電流，而且也能夠處理來自反激變換器的輸入電流。

鑒于此，飛兆半導體提出了一種有源阻尼電路的專利線路，可以降低功耗，而且所需外圍器件最少。在圖14 中，RAD 為有源阻尼電阻，QAD為有源MOSFET，用以降低RAD的功耗。RD 和 CD 為延時電路元件。DD 為復位二極管，用于泄放CD。

圖15給出了有源阻尼的工作波形。按照順序，給出不同模式分析如下：

M1：調光器關斷時間；QAD 關斷。

M2：調光器觸發，出現尖峰電流。

在延時電路（RD 和 CD）作用下，VGATE逐漸增加。

M3： 在充電VGATE 作用下，QAD開通。 VAD 被調節為QAD的閾值電壓VTH

M4： 在DD 作用下，CD 放電。VGATE 得到復位，為下一個電源周期做好準備。放電電流的路徑為DD - RAD - CD.

在M3階段，QAD 將VAD 電壓調節成為其閾值電壓（VTH），由此顯著地降低RAD的功耗。表3 給出了無源和有源阻尼電路的功耗比較。有源阻尼電路的功耗遠遠低于無源阻尼電路的電阻功耗。在低電源電壓（110VAC） 時，輸入電流較高，阻尼電阻需要處理較大的電流。因此，在低電源電壓（110VAC）時，強烈推薦采用有源阻尼電路。

3.1 有源阻尼電阻（RAD）的選擇

應該首先校驗電壓與電流尖峰。超過額定電壓時，電壓尖峰能夠破壞MOSFET和濾波電容。在調光器觸發時， 電流尖峰引起電流振蕩。如圖16所示，在觸發時，如果RAD較小，出現IIN 振蕩。該振蕩電流使IIN下降，進而下降的IIN導致出現誤觸發和可見閃爍。另外，采用較小RAD時，過大的峰值電流尖峰，將會破壞TRIAC的調光器，尤其當調光LED燈泡并聯時更為如此。因此，在選取RAD時，應該注意幾個要點：。

電壓尖峰（應該低于器件的擊穿電壓）

電流尖峰（應該低于TRIAC調光器的額定電流。如果考慮LED燈泡并聯，電流尖峰的降低應與LED燈泡數量成反比）

電流振蕩（校驗觸發時IIN的降低程度，判定是否足夠高于TRIAC的維持電流）

完成上述事項的校驗后，為了獲得最大效率，選擇最小的RAD值。

3.2 有源阻尼MOSFET （QAD）的選擇

最大VAD 應該低于QAD的擊穿電壓。選擇RAD之后，可以在90o調光角下校驗最大VAD 。然后，選擇擊穿電壓裕量合適的QAD。對于8W LED燈泡，選擇1~2A的額定電流，電流裕量充足。如表3所示，具有較低閾值電壓的邏輯電平MOSFET能夠額外地降低損耗，原因是VAD已經被調節成QAD 的閾值電壓。

3.3 有源阻尼二極管（DD）的選擇

有源阻尼二極管對CD放電，用來復位VGATE。額定正向電流1A的二極管足夠用來對CD放電。對QAD 的選擇同樣如此，在選擇DD反向電壓時，應該首先在90°調光角和最高輸入電源電壓時檢驗最大VAD。

3.4 有源阻尼延時電路（RD， CD）的選擇

在QAD 開通之前，延時電路（RD， CD）應該產生一個足夠長的延時時間，用于RAD 阻尼電流尖峰。對于尖峰電流，最壞的情況是調光角為90°。應該首先在調光角為90°時，對尖峰電流振蕩進行校驗，以便確定阻尼尖峰電流需要多長時間。然后，調節RD和 CD，保證足夠的阻尼時間。推薦的RD和 CD值為幾百nF和幾十kΩ。如果CD過大和RD 非常小，在M4階段，DD 不能完全對CD放電，如圖15所示。

設計范例

圖17給出了一個8W LED燈泡系統有源阻尼的設計范例。如圖18和圖19所示，80kΩ RD 與 100nF CD產生的延時大約為1ms。在延時期間，220Ω RAD 阻尼電壓和電流尖峰時，沒有出現電流振蕩或調光器誤觸發。

4. FL7730 的特征

FL7730是一種適合采用單級反激拓撲的有源功率因數校正（PFC）控制器。采用模擬檢測方式，實現調光控制， 沒有閃爍。采用的原邊調節和單級拓撲減少了外部器件數量，例如輸入大電容和反饋電路，由此降低了成本。為了改善功率因數和THD，采用了內部誤差放大器和低帶寬的補償器，實現了恒定導通時間。高精度恒流控制能夠精確調節輸出電流，克服輸入電壓和輸出電壓的波動。隨著輸出電壓變化，工作頻率成比例地調節，確保工作在DCM模式，由此帶來較高的效率和簡化的設計。FL7730擁有多種保護，例如，LED開路、LED短路和過溫保護。

設計總結

圖22給出了采用FL7730的TRIAC調光LED驅動器原理圖。該原理圖專用于較低電源電壓供電情況（90~140VAC）。

實驗驗證

針對8W LED照明系統，給出了采用無源瀉放電路和有源阻尼電路的設計實例。圖24給出了在輸入電壓和輸出電壓變化時的恒流調節。在較寬輸出電壓范圍10V 到 28V內，對于每種電源輸入電壓，恒流偏差率低于2.1%。在額定輸出電壓（22V） 時，電源調整率低于3.9%。

工作波形如圖25、圖26、圖27所示。在該調光電路板中，TRIAC的調光觸發非常穩定，沒有任何誤觸發。FL7730保持tON 恒定，使得VCS 與 VIN 同相。IIN 的最大尖峰電流僅為 1.2A。圖28給出了調光曲線。輸入電壓有效值指示了TRIAC調光角大小。FL7730的調光功能和外部電路能夠平滑控制LED電流，其中外部電路包括無源瀉放電路和有源阻尼電路。表7 表明了該設計與常規調光器設計的兼容性，沒有可見閃爍。最大與最小電流有所變化，這是因為調光器的每次最大與最小角度有所不同。

在較低輸入電壓（90 ~ 140VAC）時，系統效率范圍為80.7% ～ 82.9%。有源阻尼有助于提升效率，而且設計緊湊，成本低廉。在較低電源范圍90~140VAC內，表8 中給出了PF 和 THD。在FL7730的恒定tON和線性頻率控制下，PF 大于 0.9，THD 低于30%，

本設計范例中得到了許多優異性能，充分顯示出這是一種功能強大的LED照明解決方案，具有高精度的恒流調節、穩定的調光控制、高的效率、高的功率因數、低的THD和低的BOM成本等特征。