對于每一代新產(chǎn)品，性能的提升通常伴隨著用戶必須遵守的實際要求，以實現(xiàn)運算放大器或轉(zhuǎn)換器的最佳性能。老一代運算放大器通常需要外部補償來定制響應;閃存A / D速度快但耗電量大，輸入阻抗低。 BiMOS轉(zhuǎn)換器簡化了應用問題;典型的高阻抗，良性輸入結構易于驅(qū)動。高速CB運算放大器和CMOS，基于開關電容的轉(zhuǎn)換器可最大限度地降低功耗和價格。 AD8011運算放大器驅(qū)動AD876 A / D的應用顯示了新一代IC的優(yōu)勢和實際問題。

高速開關電容A / D架構要求用戶了解一套獨特的IC設計接口電路時的問題。最佳接口取決于應用是否僅需要低失真和雜散（動態(tài)特性），低噪聲或兩者低噪聲和低失真。

• 整個信號鏈（處理信號的一系列功能元件）必須優(yōu)化總諧波失真（THD）和無雜散動態(tài)范圍（SFDR）等規(guī)范的系統(tǒng) - 例如，通信系統(tǒng) - 通常涉及頻譜分析或處理。輸入信號在樣本之間以相對小的增量變化;信號內(nèi)容被限制在<奈奎斯特頻率（即采樣率的1/2）。

• 專注于噪聲性能的系統(tǒng)可能犧牲THD和SFDR增加動態(tài)范圍（SNR）。雖然失真規(guī)范在這些低噪聲應用（例如基于CCD的成像）中可能不那么重要，但可能需要寬帶寬和快速瞬態(tài)響應以確保快速穩(wěn)定。

• 數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)，如DSO-數(shù)字采樣示波器 - 代表需要低功率和低功率的應用。失真和寬動態(tài)范圍（SNR）。除電壓和電流噪聲外，相噪聲（如孔徑抖動產(chǎn)生的噪聲）也值得關注。這些系統(tǒng)通常處理各種信號，執(zhí)行頻譜信號處理和處理大規(guī)模瞬變（通常來自多路復用前端）。

驅(qū)動開關電容ADC輸入：每個時鐘周期，AD876的輸入保持電容必須充電至新的輸入電壓。輸入驅(qū)動器必須提供的電荷量取決于 hold 電容上存儲的電壓與前一次轉(zhuǎn)換之間的電壓差，以及當采樣時鐘從轉(zhuǎn)換時施加到A / D的電壓之間的差值高（保持模式）到低（曲目）。該差異越小，所需的增量電荷越少。另一方面，對于轉(zhuǎn)換之間的全面更改，輸入驅(qū)動器必須提供大量的電荷增量。圖2電路采用AD8011驅(qū)動AD876，說明了性能選擇。無論運算放大器本身如何配置，添加串聯(lián)電阻（可能還有并聯(lián)電容）都可以提高運算放大器/轉(zhuǎn)換器對的性能。

檢查選擇最佳值的一些注意事項針對特定應用的電阻和電容，AD8011的增益配置為+2（帶寬約為180 MHz），并如圖所示連接到AD876輸入。

圖3a顯示了測試信號：頂部跡線是AD8011的模擬輸入，即1-p p-p方波。底部走線是AD876采樣時鐘。當時鐘為低時，SHA跟蹤輸入;當它變高時，A / D的SHA切換到Hold。請注意，AD876必須在每次轉(zhuǎn)換時獲得輸入電壓的滿量程變化;這種情況對AD8011提出了最嚴格的要求，因為它必須在每個轉(zhuǎn)換周期內(nèi)提供最大量的電荷。 AD8011無法立即提供電荷差異，因此在A / D采樣時鐘轉(zhuǎn)換期間轉(zhuǎn)換器的輸入會出現(xiàn)瞬變。

圖3b顯示了輸入方波時的瞬態(tài)電壓在擴展的比例（上圖）上，它是正向偏移，具有25ns的跟蹤模式時鐘脈沖。較小的上升沿保持瞬態(tài)是不重要的;它發(fā)生在下一個樣本拍攝之前很久。當ADC獲得滿量程電荷變化時，下降沿瞬態(tài)電壓約為-114 mV;恢復和穩(wěn)定至0.1％（10位或2 mV）必須在跟蹤模式脈沖的持續(xù)時間內(nèi)和上升沿之前進行 - 此時，使用100Ω電阻在20 ns內(nèi)發(fā)生。對于20 MSPS采樣率（50％占空比），恢復必須在25 ns內(nèi)。較慢的放大器可用于較低的采樣率。

串聯(lián)電阻有助于：大多數(shù)應用受益于AD8011輸出與AD876的VIN引腳之間的串聯(lián)電阻隔離AD806的輸出電平來自AD876的輸入電容，并限制運算放大器必須提供的峰值電流。低至33Ω（圖4a）大大降低了THD（從-47到-64 dB）并增加了SNR（從58到60 dB）和SFDR（從48到68 dB）;由于非線性容性負載，可以使用高達500Ω而不會增加失真。小串聯(lián)電阻也可以改善穩(wěn)定時間;如果沒有它，ADC的容性負載直接施加在放大器的輸出端會導致放大器的響應達到一些峰值并降低建立時間。但增加電阻 - 考慮到ADC的輸入電容，電流和任何增加的電容 - 通過低通濾波減小了帶寬。 500Ω和20 pF的-3 dB頻率約為16 MHz。

分流電容限制噪聲：AD876的全功率帶寬至少為150 MHz，更大的噪聲帶寬。頻率> 1/2的采樣率的寬帶輸入噪聲將混疊回基帶，并將降低數(shù)字化信號的SNR。對于對噪聲敏感的應用，帶有串聯(lián)電阻的并聯(lián)電容（圖2）可對AD876輸入端的高頻外部噪聲進行濾波。

圖4b顯示了使用100Ω串聯(lián)電阻和各種并聯(lián)電容的噪聲和失真。 SFDR相對不受影響，保持在66至68 dB的范圍內(nèi)。然而，對于50 pF至200 pF范圍內(nèi)的電容，THD顯著增加（從-65到-62 dB）并且SNR顯著降低（從59降至52 dB）。降低的SNR是由于未完全穩(wěn)定的保持到軌道瞬態(tài)的毛刺引起的高次諧波混疊引起的;它們在4b的條件下在AD876輸出端的基帶信號中顯示為噪聲。

對于更高的并聯(lián)電容值，SNR大大提高，但是以帶寬為代價。使用（例如）200 pF時，整個系統(tǒng)的-3 dB帶寬降低到大約8 MHz - 輸入信號中的任何快速瞬變都不會在單個轉(zhuǎn)換周期內(nèi)達到10位精度。

使用R系列和分流器C來優(yōu)化系統(tǒng)行為時，重要的是要考慮應用程序的目標。如果動態(tài)性能在很寬的輸入頻率范圍內(nèi)都是最重要的，那么最好使用100Ω串聯(lián)電阻將并聯(lián)電容保持在20 pF以下。如果要優(yōu)化噪聲性能，請考慮更長的RC時間常數(shù)以及是否可以以低噪聲交換瞬態(tài)響應。在任何情況下，當在AD876采樣時鐘的采樣保持轉(zhuǎn)換之前給定輸入時間達到10位精度時，會出現(xiàn)最佳性能。請記住，AD8011非常安靜，可以在較早階段對寬帶噪聲進行濾波，而無需擔心AD8011噪聲會降低SNR。