噪聲系數的一般概念很好理解，并被系統和電路設計人員廣泛采用，尤其被產品定義和電路設計者用來表示噪聲性能，以及預測接收系統的總體靈敏度。

當信號鏈中存在混頻器時，噪聲系數分析就會產生原理性問題。所有實數混頻器均折疊本振(LO)頻率附近的RF頻譜，產生輸出，其中包括兩個邊帶頻率的疊加，合成公式為fOUT=|fRF-fLO |。在外差式結構中，可能認為其中之一是雜散頻率，而另一成分才是有用的，因此需要采用鏡像抑制濾波或鏡像消除方法來大幅消除這些響應中的一種響應。在直接轉換接收機中，情況則不同：兩個邊帶(fRF=fLO的上邊帶和下邊帶)均被轉換并用于預期信號，所以其實是混頻器的雙邊帶應用。

業內經常使用的各種定義解釋噪聲折疊的不同程度。例如，傳統的單邊帶噪聲系數Fssb假設允許來自于兩個邊帶的噪聲折疊至輸出信號，但只有一個邊帶對表示預期信號有用。如果兩處響應的轉換增益相等，這就自然造成噪聲系統增大3dB。相反，雙邊帶噪聲系數假設混頻器的兩處響應包含有預期信號，則噪聲折疊(以及對應的信號折疊)不影響噪聲系數。雙邊帶噪聲系數被應用于直接轉換接收機以及射電天文接收機。然而，較深層次的分析表明，對于設計者來說，為給定的應用選擇正確的噪聲系數的“方式”，然后替代標準弗林斯公式中的數字是不夠的。如果這么做，會造成分析結果產生相當大的錯誤，當混頻器或混頻器之后的器件對確定系統噪聲系數的作用比較重要時，甚至會產生嚴重后果。

混頻器噪聲的概念模型
將混頻器噪聲分布形象化的方法之一是設計一個混頻器概念模型(圖1)，該模型基于安捷倫的Genesys仿真程序提供的模型1。

圖1. 混頻器噪聲分布。
該模型中，輸入信號分成兩個獨立的信號通路，一路表示高于LO的RF頻率，另一路表示低于LO的頻率。每路信號在混頻器中進行獨立的相加噪聲處理，以及采用獨立的轉換增益。最后，兩路信號的頻率轉換至中頻，與混頻器輸出級可能產生的其它噪聲進行相加組合。預期及鏡像頻帶中的單位帶寬自噪聲功率可能不同，對應的轉換增益也可能不同。
為了方便起見，我們將輸出處所有噪聲源收集在一起統稱為總體噪聲NA，表示混頻器輸出端口上的單位帶寬總噪聲功率。
NA=NsGs+NiGi+NIF.
注意，NA并不完全依賴于混頻器輸入端口上是否有信號存在。

圖2. 噪聲源及混頻器噪聲分布。
在匯總了混頻器的內部噪聲源之后，我們現在分析可歸結至源端點的噪聲(圖2)。我們識別出兩個離散噪聲源，分別表示預期頻率和鏡像頻率處源端點引起的輸入噪聲密度。由于應用電路會造成其中一路衰減，而另一路以低損耗傳輸至混頻器的RF輸入端口，所以我們必須將其作為獨立參量加以考慮。當鏡像和預期RF頻率隔離很好并采用頻率選擇性匹配濾波時，就極可能是這種情況。
寬帶匹配濾波情況下，我們可以記作NOUT=NA+kT0Gs+kT0GI。然而，當混頻器在預期RF頻率處進行高Q、頻率選擇性匹配濾波時，源端點在鏡像頻率下引起的輸出噪聲可能忽略不計，所以NOUT=NA+kT0Gs。通常情況下，我們可以為混頻器輸入端口在鏡像頻率下可用的輸入源端點噪聲功率的有效部分分配一個系數α。這樣即有NOUT=NA+kT0Gs+αkT0 GI，其中α是應用相關的系數，范圍為0≤α≤1。隨后我們將看到，具體應用中的有效噪聲系數取決于α的值。