文章作者簡介：

Sanjay Havanur：Vishay公司任系統應用高級經理。IEEE會員，在功率轉換領域有七項專利，發表過多篇論文。Havanur先生擁有印度理工學院的電氣工程學士學位和電力電子碩士學位。

Philip Zuk：Vishay公司任高壓MOSFET事業部的市場發展總監。RF領域有兩項專利，發表過多篇論文。Zuk先生擁有加拿大紅河學院畢業文憑以及曼尼托巴大學的電氣工程學士學位和工商管理碩士學位。

文章邊欄

雙管正激變換器得到廣泛應用，并被視為最可靠的轉換器之一。該拓撲因為許多原因而得到許多設計工程師的推崇。

-無死區時間要求，無直通機會

-任何情況下均無MOSFET體二極管導通

-不需要電阻電容緩沖電路

-MOSFET電壓應力以最大供電電壓為極限

-在寬輸入電壓范圍和負載條件下的工作簡單性

-處理多個隔離輸出的能力

變換器的幾個缺點是：

-由于沒有零電壓開關能力（ZVS），其工作頻率受限

-需要兩個晶體管 和兩個快速恢復二極管

-作為單端轉換器，它需要更大的變壓器和輸出電感器

雙管正激變換器

雙管正激變換器非常受150W - 750W ATX電源 / 銀盒的歡迎，還與零電壓開關（ZVS）LLC拓撲存在競爭關系。它是一種硬開關拓撲且不在ZVS模式下工作。但正因為如此，它提供了沒有體二極管導通的優點。MOSFET的輸入電壓是功率因數校正（PFC）變換器的輸出電壓，輸出功率 ≥ 65W的任何電源都需要配備該（PFC）變換器。該（PFC）電壓的典型值為380V - 400V。在關斷期間，MOSFET會有來自泄漏感應能量的附加電壓尖鋒，盡管是經過快速恢復二極管箝位的。

基本工作如下：圖1a顯示了晶體管Q1和Q2，二者一起打開將能量從變壓器一次側傳送到二次側。在二次側，正向整流二極管導電，將能量傳送到輸出濾波器和負載。

當晶體管Q1和Q2關斷時，變壓器勵磁電流流經現在正向偏置的二極管D1和D2并流回電源，如圖1b所示。這兩個二極管持續導電，直至一次側的全部勵磁能量和儲存在漏電感中的能量返回輸入電源。因為二極管D1和D2負責箝制電壓尖峰于輸入電壓，所以無需緩沖電路。超出輸入電壓的任何過沖都需要以合適的電路布局加以管理，以最大限度減小雜散電感。在二次側，續流二極管如圖導電，將輸出感應器能量傳送給負載。

在一次側的關斷周期內，當其ON時間短于OFF時間（工作周期小于50%）時實現的變壓器復位。換言之，一次繞組本身充當復位繞組。OFF時間長于ON時間一定會復位變壓器。

圖1a：工作的能量傳送級

圖1b：電能從輸出電容流到電力負載

雙管正激變換器與PFC轉換器的對比、FOM和功率損耗

圖2比較了雙管正激變換器與PFC前端轉換器在400W中的功率損耗。雙開關正向轉換器中的MOSFET攜帶一半電流，并以兩倍頻率（通常為125kHz對65kHz）進行切換。由于這一頻率加倍，開關損耗成為整體品質因數（FOM） 和功率損耗測量中的一個更主要因素。

圖2：PFC轉換器與雙管正激變換器對比

為進一步加以說明，不妨考慮一個最大功率損耗為8W的TO-220 / TO-220F器件。假設這是對PFC應用的最優選擇。最優的意思是導通損耗為額定功率下總損耗的40% - 50%。這也會是雙開關轉換器的最優解嗎？答案當然不是。在雙開關拓撲中，Coss/Qoss和Qsw對總損耗的貢獻約為87%，其余為導通損耗。導電損耗與開關損耗之間這種不均衡對效率和成本非常不利。導通損耗小于單開關PFC轉換器情況的原因是，所使用的每個MOSFET具有單開關PFC電路的一半電流，同時以兩倍頻率進行切換。

任何開關電路都有兩種開關損耗。第一種由于接通和關斷期間發生的Vds x Ids交接而產生的損耗。這些損耗用所謂“Qsw”來衡量，它是Qgd和Qgs的組合，代表MOSFET的有效開關電荷。開關損耗是負載和開關頻率的函數。

第二種開關損耗與MOSFET輸出電容Coss的充放電有關。在ATX電源中，流行的雙開關正向轉換器緊跟具有約400V輸入電壓。因此，輸出電容Cos開關損耗是總損耗的一大部分。器件的Coss / Qoss是一個非常重要的損耗，特別是在輕負載情況下開關損耗超過導電損耗。該損耗基本與負載和Qsw無關，在選擇合適MOSFET時需要連同Qsw一起予以考慮。與特定應用有關的基于損耗貢獻的FOM為：

高壓MOSFET的Coss隨著所施加的VDS的不同而有相當大的差異。該差異對高壓超結功率MOSFET（圖3a）比對平面式（圖3b）顯著更大。為說明輸出電容器的非線性，可用Poss = ? Co（er）x V2 x Fsw作為近似的損耗公式。（Co（er）是等效電容，它和Coss具有相同的損耗，而通常Coss包含于規格書中）。需要指出的是，與輸出電容相關的損耗（在任何高壓拓撲中都是總損耗公式的一個重要組成部分）在行業標準FOM=RDS（on）（typ）x Qg（typ）中并未得到考慮。但它們對本分析中使用的與特定應用相關的FOM（用于器件選型）是必不可少的。

圖3a：超結技術電容曲線

圖3b：平面技術電容曲線

在牢記這個要求的情況下，我們提出了一個元件列表，我們覺得其中的元件將在典型工作條件下實現雙管正激變換器的最高效率，以確保實現最高效的設計。每個MOSFET都有小于總轉換器損耗的0.5%的目標損耗。因此對于400W ATX電源，損耗不會超過每個器件2W。表1說明了此類電源的假設工作條件。

表1：雙管正激變換器設計條件

“X” 是代表封裝的型號。對于同樣的電氣特征集，有大量封裝選項可供選擇。所使用的封裝將取決于功率級以及實際允許什么樣封裝的MOSFET。

圖4定義了不同產品代碼下的封裝、電流額定值、電壓及器件技術[1] 。

圖4：產品代碼定義

由于提供許多封裝選項，所以表2列出了采用不同封裝的產品的推薦最大功率額定值。

表2：基于封裝類型的最大功率值

表3顯示了不同功率值的相應器件，包括設計條件、器件代號理解和基于封裝的最大推薦值。

該表列示了許多不同器件。根據我們更關心的是電壓、效率還是價格，我們可挑選最適合自己應用要求的器件。

表3：基于PFC輸出功率值的器件選型工具

注：帶“x”的器件可使用多種封裝；500V器件采用傳統平面技術，而600V和650V提供超結技術。

文章注釋：

1：定義：Vishay高壓MOSFET產品代碼：SiHxDDNFFG

2：這是我們的首款500V超結器件，將于2014年第2季度進行樣品試制

3：如果需要較低成本解決方案，可選擇SiHx7N60E，因為性能應當相似

4：如果需要較低成本解決方案，可選擇SiHx6N65E，因為性能應當相似

原文標題：雙管正激變換器：工作原理、FOM及器件選型指南

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