在國外網站看到一個主副電源自動切換的電路，設計非常巧妙。

我之前應用的電路：

上面電路設計也挺不錯的，如果VCC端需要的電壓不一定要求等于VUSB，那么這個電路是可以的，那么問題來了，如果主副輸入電壓相等，同時要求輸出也是同樣的電壓，不能有太大的壓降，怎么設計?上面的電路肯定不能滿足了，因為D1的壓降最小也是0.3V。

主副電源自動切換電路分析

看下面的電路：

這個電路咋一看復雜很多，其實很簡單，巧妙的利用了MOS管導通的時候低Rds的特性，相比二極管的方式，在成本控制較低的情況下，極大的提高了效率。

本電路實現了：當Vin1=3.3V時，不管Vin2有沒有電壓，都由Vin1通過Q3輸出電壓;當Vin1斷開的時候，由Vin2通過Q2輸出電壓。因為選用MOS管的Rds非常小，產生的壓降差不多為數十mV，所以Vout基本等于Vin。

原理分析：

1、如果Vin1=3.3V，NMOS Q1導通，之后拉低了PMOS Q3的柵極，然后Q1也開始導通，此時，PMOS Q2的柵極跟源極之間的電壓為Q3的導通壓降，該電壓差不多為幾十mV，因此Q2關閉，外部電源Vin2斷開，Vout由Vin1供電，Vout=3.3V。此時整個電路的靜態功耗I1+I2=20uA。

2、Vin1斷開了，Q1截止，Q2的柵極有R1的下拉，所以Q2導通，Q3的柵極通過R2上拉，所以Q3也截止，整個電路，Q1跟Q3截止，Vout由Vin2供電，Vout =3.3V。此時上面電路I1跟I2的靜態功耗不存在。

可見，當存在主電源時，電路的靜態功耗為20uA，否則，幾乎為零。所以電池適合在外部電源供電。

MOSFET Q1、Q2跟Q3應該選擇具有低壓柵極和非常低的導通電阻特性。 例如：Q2=Q3=PMN50XP，在Vgs=-3.3V時，Rds(on)為60mΩ。Q1可以選2N7002，僅供參考，實際應用根據不同的情況選擇合適的MOSFET。

本電路的一大優點就是，整個電路幾乎不存在壓降(當然電流很大的場合另說)，巧妙的控制三個MOS管的開啟與截止，最大效率的實現的主副電源的自動切換。

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MOS管參數詳解

對于實際項目應用，主要關注下面幾個參數，其他參數可以自己根據需求查看手冊。

1、VGS(th)(開啟電壓)

當外加柵極控制電壓 VGS 超過 VGS(th) 時，漏區和源區的表面反型層形成了連接的溝道。應用中，常將漏極短接條件下ID等于1毫安時的柵極電壓稱為開啟電壓。此參數一般會隨結溫度的上升而有所降低。

MOS管的導通條件：

N溝道：導通時 Vg>Vs,Vgs> Vgs(th)時導通;

P溝道：導通時 Vg

MOS管導通條件：|Vgs| > |Vgs(th)|

2、VGS(最大柵源電壓)

柵極能夠承受的最大電壓，柵極是MOS管最薄弱的地方，設計的時候得注意一下，加載柵極的電壓不能超過這個最大電壓。

3、RDS(on)(漏源電阻)

導通時漏源間的最大阻抗，它決定了MOSFET導通時的消耗功率。這個值要盡可能的小，因為一旦阻值偏大，就會使得功耗變大。MOS管導通后都有導通電阻存在，這樣電流就會在這個電阻上消耗能量，這部分消耗的能量叫做導通損耗。選擇導通電阻小的MOS管會減小導通損耗。現在的小功率MOS管導通電阻一般在幾十毫歐左右，幾毫歐的也有。

4、ID(導通電流)

最大漏源電流。是指場效應管正常工作時，漏源間所允許通過的最大電流。場效應管的工作電流不應超過ID。一般實際應用作為開關用需要考慮到末端負載的功耗，判斷是否會超過ID。

5、VDSS(漏源擊穿電壓)

漏源擊穿電壓是指柵源電壓VGS為0時，場效應管正常工作所能承受的最大漏源電壓。擊穿后會使得ID劇增。這是一項極限參數，加在場效應管上的工作電壓必須小于 V(BR)DSS 。

6、gfs(跨導)

是指漏極輸出電流的變化量與柵源電壓變化量之比，是表征MOS管放大能力的一個重要參數,是柵源電壓對漏極電流控制能力大小的量度。過小會導致MOS管關斷速度降低，過大會導致關斷速度過快， EMI特性差。

7、充電參數

柵極充電信息：

因為MOS管的都有寄生電容，其被大多數制造廠商分成**輸入電容，輸出電容以及反饋電容。**輸入電容值只給出一個大概的驅動電路所需的充電說明，而柵極充電信息更為有用，它表明為達到一個特定的柵源電壓柵極所必須充的電量。

MOS管的寄生電容

寄生電容是指電感，電阻，芯片引腳等在高頻情況下表現出來的電容特性。實際上，一個電阻等效于一個電容，一個電感，一個電阻的串聯，低頻情況下表現不明顯，而高頻情況下，等效值會增大。MOS管用于控制大電流通斷，經常被要求數十K乃至數M的開關頻率，在這種用途中，柵極信號具有交流特征，頻率越高，交流成分越大，寄生電容就能通過交流電流的形式通過電流，形成柵極電流。消耗的電能、產生的熱量不可忽視。加在G極的弱驅動信號瞬間變為高電平，但是為了“灌滿”寄生電容需要時間，就會產生上升沿變緩，影響開關頻率。

在MOS管的規格書中，有這么幾個電容參數：

對于這幾個電容參數，看下圖所示：

一般從單片機普通應用來說，我們對這個開關要求沒那么高，如果不是特殊應用場合可以不用深究。但是，不能忽略寄生電容，所以在我們的MOS使用時候，就會在GS級加上一個電阻，用來釋放寄生電容的電流。

MOS管的米勒電容

這三個等效電容是構成串并聯組合關系，它們并不是獨立的，而是相互影響，其中一個關鍵電容就是 米勒電容Cgd 。這個電容不是恒定的，它隨著柵極和漏極間電壓變化而迅速變化，同時會影響柵極和源極電容的充電。

額外說明一下，三極管也有米勒電容和米勒效應，但是相對來說MOS管的米勒電容會比三極管的大很多(具體原因由于工藝問題和MOS管特性問題，阻抗大 —> 電流小 —> 充電時間長 —> 等效電容大)。米勒效應會嚴重增加MOS的開通損耗，因為它延長了MOS的開通時間，同時會降低MOS的開關速度。但因為MOS管的制造工藝，一定會產生Cgd，也就是米勒電容一定會存在，所以米勒效應不能避免，只有采用適當的方法減緩。一般有四種方法：①選擇合適的門極驅動電阻RG;②在G和S之間增加電容;③采用負壓驅動;④門極有源鉗位。

　　審核編輯：湯梓紅