高速/高頻混合信號半導體工藝技術的最新發展促成了完全集成的無線LAN(WLAN)發射器的問世，尤其是采用計算發生調制技術的發射器。全集成發射器與計算發生調制技術的結合又推動了高效率開關模式功率放大器在先進調制方案中的應用，這種應用在以前認為是不適宜的。這一發展為“用非線性器件實現線性放大(LINC)”功率放大器架構提供了一顯身手的舞臺，該架構能夠在高數據速率的WLAN應用中實現最高的效率、輸出功率和性能。

基于LINC的功率放大器架構將開關模式功率放大器與附加計算引擎的使用結合起來，以放大具有相位調制和幅度調制的信號，如正交幅度調制(QAM)和多載波正交頻分多路復用技術(OFDM)。多載波調制方案(如OFDM)對收發器的模擬RF部分有嚴格的線性要求。對收發器中的功率放大器而言，由于相應的高輸出功率水平要求，這一嚴格的線性度要求就顯得更加苛刻。混合信號IC出現以后，便可在基于附加的計算引擎，將集成線性化技術用于功率放大器。

上面所提到的是將RF與計算電路集成在單個CMOS(或Bi-CMOS)芯片中。與之不同，基于外部砷化鎵(GaAs)的功率放大器具有一些顯著的優點。本文將探討獨立GaAs功率放大器相對于集成硅方案的好處，之后將介紹三類GaAs開關模式放大器，通過功率放大器的配套CMOS(或Bi-CMOS)收發器芯片中適當的LINC計算電路，它們可與先進的調制方案(如多載波調制)配合使用。本文還提供了工作于5GHz的F類開關模式功率放大器的性能仿真。

GaAs功率放大器優點分析

盡管硅CMOS功率放大器對全集成發射器似乎很有吸引力，但外部GaAs功率放大器除具有襯底隔離之外，還提供其它一些顯著優點。

GaAs放大器最大的優點是具有更高的載波移動性，因而可獲得比硅更高的ft和fmax ，并允許在任何特定頻率上使用具有更高擊穿電壓、外形更大的器件。這進而又允許在任何給定的輸出功率下使用更高的偏置電壓及相應更低的電流。低電流可減少源極和漏極寄生電容，這類寄生電容限定了高工作頻率，為開關模式放大器帶來了很大問題。

?

GaAs的跨導gm也比硅CMOS要高得多。跨導越大，放大器每階獲得的增益就越大。這樣，對于任何特定的增益要求就可使用更少的階數，從而減小裸片面積并降低系統整體成本。與硅CMOS器件相比，GaAs pHEMT器件的輸入阻抗匹配要更容易，因此可降低多余的不匹配功率損耗，減小無源匹配電路所需的裸片面積，并進一步降低整體成本。GaAs工藝所用的金屬層(金)比硅CMOS所用的金屬層(鋁和銅)具有更低的阻抗。因此，無源匹配電路中的螺旋形電感和MIM電容可提供更高的Qs和更低的損耗。與硅相比，這種GaAs半絕緣襯底也是這種電感及MIM電容具有更高Qs和更低損耗的一個原因。最后，這種半絕緣襯底還可減小晶體管的源極和漏極寄生電容，從而使GaAs器件在給定的頻率下具有較硅CMOS更高的效率。

綜合上述優點，可以清楚地看出GaAs工藝在微波功率放大器的應用中具有很大的優勢。除了獨立的線性放大器外，GaAs在開關模式功率放大器的應用中也體現出強大的優勢。由于在配套的CMOS(或BiCMOS)收發器芯片中使用了適當的LINC計算引擎，這些開關模式功率放大器對高速數據速率應用中的高級調制方案而言很有吸引力。

開關模式功率放大器

在WLAN設計中，有六類GaAs功率放大器：A類、B類、A/B類、D類、E類 及F類。開關模式D、E和F類放大器比其同類線性A、B或A/B類放大器具有更高的效率，但輸出阻抗很低或是時變的。這時，如果輸出端子上有壓降，則可通過限制(或不允許)電流通過有源器件來獲得高效率。如果有電流流過該器件，則可通過限制(或不允許)其輸出端子上的電壓來提高效率。再來仔細看看D、E和F類放大器。圖1所示為一個D類放大器的變壓器耦合電壓開關配置，其電壓及電流波形如圖2所示。

在圖1和圖2中，輸入信號Vin及其互補使兩個晶體管交替開和關。下面的晶體管處于“開”狀態的半個周期內，其漏電壓為零。這時，變壓器初級線圈下半部分產生電壓Vcc，該電壓根據匝數比(n/m)在次線圈上變換為電壓(n/m)Vcc。因此，上面的晶體管的漏極電壓為+2Vcc。

在上面的晶體管處于“開”狀態的半個周期內，變壓器初級線圈上半部分產生電壓Vcc，根據匝數比，該電壓在次線圈上變換為-(n/m)Vcc。因此，下面的晶體管的漏極電壓為+2Vcc。

次級電壓是一個方波，其基頻通過輸出共振器，產生一個正弦輸出電流。在輸出線圈上，兩個“半正弦波”在其上半部分和下半部分交替流動(因而通過上面的晶體管和下面的晶體管交替流動)，因此輸出線圈支持該正弦輸出電流。由于漏電壓為零時電流會流經每一個器件，而漏電壓為+2Vcc沒有電流流過，因此這些器件不會吸收功率，其效率從理論上來說可達100%。盡管D類放大器的效率理論值可達100%，但其實際應用仍因漏極(或集電極)寄生電容而受到限制。這種寄生特性阻止了電壓波形的及時開/關，導致電流流經晶體管的同時在晶體管輸出端產生電壓。如果負載中包含大的電抗器件，則會出現類似的效應。這時，漏電壓波形仍然是方波，但輸出電流則產生了相移。因此，當導通時，每個器件上都會流過負電流，它會對寄生電容充電并產生電壓毛刺。D類放大器的寄生電容問題在E類放大器架構中得到了解決。

圖3所示為一個單端E類放大器，其電壓及電流波形如圖4所示。

這里，一個串聯調諧LoC0電路將漏極與負載相連，一個旁路電容C接地。該旁路電容由晶體管寄生電容和另一個電容組成(該電容的作用是，當漏極存在電壓時，確保晶體管中無電流通過)。使漏極電壓不斷變化，而不是像D類放大器那樣將其僅局限于方波，便可達到這一理想的狀態。應注意的是，這樣會產生顯著的漏電壓過沖，必須使過沖電壓低于該器件的擊穿電壓。

要達到最佳性能，當器件導通(并開始產生電流)時不僅其漏電壓必須為零，漏電壓斜率也必須為零。這樣可保證來自旁路電容的電流為零，從而也保證晶體管導通時漏電流為零。由于轉換中的漏-源電壓及漏電流均為零，因此該器件的功耗可忽略不計。

盡管E類放大器的效率從理論上可達到100%，但因抑制諧波需要較高的Q值，從而限制了其效率，這使漏電壓值低至0V，并且與時間的斜率為零。至于D類放大器，負載電抗的變化可能在部分RF周期內產生負的漏電壓和/或漏電流。

F類架構可避免這些問題，以及D類出現的一些問題。圖5所示為一個單端F類放大器，其電壓及電流波形如圖6所示。

F類放大器的負載網絡在一個或多個諧波以及基波中會產生共振。圖5中的晶體管是一個電流源，可產生半正弦波。輸出中的基頻調諧電路可將所有的諧波旁路到地，從而產生一個正弦輸出電壓。但是，三次諧波共振器具有高阻抗(在第三次諧波)，可使該器件的漏電壓維持三次諧波分量。第三次諧波相對于基頻的正確幅度及相位可降低漏電壓，從而獲得更高的效率。

本文使用安捷倫的“高級設計系統EDA”工具來模擬工作于F類、5GHz的0.5微米GaAs MESFET(圖7)。這里的漏極偏壓為5V，柵極偏壓為12V。

從圖中可見，當輸入柵極驅動電壓Vgate從1.8V的峰值上升到2.7V時，Vdrain逐漸變為方波。這是由于三次諧波分量的幅度和相位逐漸變為F類操作所需的正確值。一旦通過F類放大器的共振器部分以后，該方波漏電壓將轉換成正弦輸出電壓Vout。圖7的表中還列出了F類放大器進行F類操作時的模擬效率及輸出功率。模擬效率為86.919%，完全符合F類操作的預期理論值。

功率放大器線性化技術

跟線性功率放大器一樣，在基于LINC的架構中采用開關模式功率放大器也有線性化要求，以便為OFDM等先進的調制方案提供高性能。線性化可補償AM至AM失真(壓縮)及AM至PM失真，從而可提供干凈的輸出信號，具有極低的帶外發射及帶內誤差向量幅度(EVM)。

幾種傳統的技術可用于克服發射器中的線性度問題，如反饋、前饋及預失真。如下文所述，每一種技術都有其自身的優勢及局限。功率放大器線性化技術的正確選擇取決于是否能夠相對輕松地應對這些不同的局限。

在RF功率放大器中采用反饋技術并不容易。對于極不線性的功率放大器，必須實現很高的環增益才能達到所需的線性度。環路不穩定性由寄生耦合、封裝寄生及瞬態電流的各種共振引起，因此反饋功率放大器可能會受到自發振蕩的影響。

不過，反饋技術可成功用于組合的上變頻器/功率放大器。此時，由于將大部分環增益分配給了更低的IF頻率(這些頻率不易產生共振)，高環增益問題可得到緩解。

圖8示出了一個將環增益分配給較低IF頻率的場景。從圖中可以看出，一部分輸出功率被下變頻到最初的IF頻率。結果，該環路將盡量使VRF調制等同于VIF調制。

為保證穩定性，對于環增益大于1的任何頻率，閉環相位不允許達到180度。為實現這一目標，可對參考頻率LO(用于對RF進行下變頻)的相位θ進行設置，以確保其具有安全冗余。一個重要的問題是θ值取決于溫度、處理參數及輸出功率，因而難以保證其穩定性。

面向結合了獨立正交信號上變頻的收發器的反饋技術已被嘗試用于普通的功率放大器。這里，反饋環路中的正交下變頻將RF重新轉換成為兩個正交IF分量，準備與最初的兩個正交IF信號進行比較。由于復雜度的增加，以及對溫度和工藝比較敏感，這種架構并未被廣泛采用。

非線性放大器的輸出電壓波形可以看作是輸入信號的放大復制品與一個誤差信號的合成。前饋架構可以確定這一誤差，并將其從放大的輸出波形中去除(圖9)。

從圖9可以看出，一個等于功率放大器增益的因子削弱了該功率放大器的部分輸出信號。被衰減的輸出信號與最初的輸入信號進行比較，以產生一個誤差信號。最后，該誤差信號按功率放大器同樣的增益進行放大，并從其輸出信號中被剔除。在高頻下，如5GHz，前饋架構中的兩個放大器都具有明顯的相移。這種相移必須使用兩個實時延遲單元進行補償。

與反饋架構不同，前饋技術天生很穩定，即使每個部件存在較明顯的相移。但是，無源實時延遲單元會產生損耗，所能達到的線性度取決于每個減法器的信號的增益及相位(實時延遲)匹配。

假設增益失配為5%，相位失配為5度，則該互調產品的功率抑制將被限制為20dB。最后，為了不影響總的輸出功率，輸出減法器必須具有低功耗特性。

預失真架構可提供飽和功率放大器的反向輸入/輸出(I/O)功能。預失真電路可在應用于功率放大器之前，為大振幅信號提供增強的增益。另外，預失真電路還可提供反方向相位變化，以補償任何與振幅相關的插入相位。

預失真電路可工作于功率放大器的RF頻率，或者在上變頻之前工作于IF或基帶頻率，如圖10所示。如果預失真電路在上變頻之前采用，則既可以模擬實現，也可以數字實現。

?

由于預失真不采用任何閉合反饋環路，因此沒有任何穩定性問題。但是，要獲得精確的功率放大器反向輸入-輸出函數，則需大量的系統級及數字和RF IC設計專業技術。

本文小結

與相應的集成CMOS(或Bi-CMOS)器件相比，獨立的GaAs功率放大器具有許多顯著優點。配套的接收器芯片中的計算引擎推動了開關模式架構等各類功率放大器的應用，盡管先進的調制方案一般還沒考慮采用這類放大器。另外，配套的接收器芯片的計算引擎還可將線性化技術應用于功率放大器。

盡管D、E和F這三類開關模式放大器從理論上講都具有極高的效率，但D類的應用受其漏極(集電極)寄生的局限，E類的應用則受限于其高Q要求及對負載變化敏感。如果F類應用于適當的收發器架構并采用合適的工藝實現，則可提供滿意的性能，包括極高的效率。

對于采用先進的調制方案且具有大的峰－均值比的無線設計，功率放大器的線性化對于獲得高效率及低功耗十分重要。三種常用的線性化技術(反饋、前饋及預失真)各自都有其獨特的工作要求及局限。