非隔離型DC-DC變換器的布線注意事項

摘要：多年來不斷涌現的集成DC-DC電源控制器提供了越來越好的性能。使產品設計人員從繁重的電源設計中解脫出來,減輕了不少壓力,但同時也使許多工程師對系統供電電路的設計越來越掉以輕心,值得注意的是電源設計仍然是系統設計的一個關鍵部分,特別是對于開關型變換器的設計更要引起重視。本文主要討論了在設計非隔離型DC-DC變換器時電路板的布線規則。

??? 關鍵詞：電源 DC-DC 變換器 EMI

優化布線的第一個規則是隔離變換器。DC-DC變換器是一個較強的電磁場干擾源。通常其EMI頻譜范圍自開關頻率延伸至100MHz以上。為了減小電容性耦合和磁場環路耦合,必須將變換器遠離其它電路、尤其是小信號模擬電路。隔離開變換器并不總是一件容易的事,有一些電路板的輸入電壓在變換器的一側,輸出電壓分配到變換器的另一側,例如,VME板卡或電信電路板有著電流高達20A的、非常復雜的走線,它們用一個單連接器引入輸入電壓,并將幾個輸出電壓分配到背板上,最有效的辦法是將DC-DC變換器放置在緊靠連接器的位置以減小阻性電壓跌落,然而這個區域密布著接口驅動器、背板總線等等,具有相應的耦合噪聲。如果在電路板上添加一個電源連接器,則需要額外的電路板面積和成本。

銅線上的電阻是最受制約的因素,對于給定長度和厚度的銅線,它的電阻是：

R=ρ×(1/S)

式中：1是銅線的長度,單位為米;S是銅線的面積,單位是平方米：ρ為材料的電阻率,銅的電阻率是1.7×10 -8Ω/m@20℃,或2.1×10 -8Ω/m@70℃。例如：20℃時,0.5cm寬和35μm厚的銅線其電阻是1mΩ/cm。這個值對于大多數情況或許是可以忽略的,但當在兩上連續器和背板之間分配電壓為2.5V、電流達10A的電源時,這個參數就不得不引起注意。

某些電路板上,銅線的厚度中包含了一層鉛錫合金。這一層的等效電阻大約是銅的兩倍。

銅的電阻率=2.07×10 -7Ω/m

錫的電阻率=1.14×10 -7Ω/m

綜合考慮精度和線路損耗,變換器需遠離連接器。在靠近連接器處對VOUT進行遠程采樣可以有效地限制性跌落,不過要注意容性耦合。為了將大電流限定在指定區域內,應將所有的電源線都接在連接器的一個端點上。

MOSFET驅動器

隨著開關頻率的提高,開關時間也變得越來越短-對于開關頻率為500kHz的變換器,開關時間典型值為10ns。在此頻率下,即使用最短的引線也會產生較大的阻抗,為保證MOSFET驅動電路的合理布線,需認真分析變換器的原理框圖。

圖1所示是用于筆記本電腦供電的同步整流、降壓型控制,來自儲能電容（C6和C7）的能量驅動MOSFET的柵極,通過幾歐姆的阻抗至輸出端。注意：高邊N-溝道MOSFET（Q1）的柵極驅動為浮空狀態,N溝道的驅動器工作過程與電荷泵一樣。仔細考慮MOSFET導通時圖1的電流通道,不難發現：任何等效串聯電感都將對系統造成危害。有些情況下峰值電流較高僅僅會加重開關損耗,而有些情況下,由于交叉串擾（功率開關同時導通）會導致兩個MSOFET被擊穿。因此在下列元件之間理想的走線應該短而寬：C6和Vdd、C6和Q2（S）、C7和BST、C7和LX、Q1（G）和DH、Q2（G）和DL、Q1（S）和LX、Q2（S）和PGND。注意1cm布線的分布電感約為10nH。

C6和Q1和Q2供電,但不在同一個回路上。對于Q1它充當濾波電容,對Q2則是儲能電容。因為C6不可能同時緊鄰高邊和低邊驅動器安裝,所以將它布放在緊靠Vdd和PGND的位置（峰值電流由此流過）,同時也靠近C7.MAX1710的PGND、DL和Vdd引腳緊靠在一起差非偶然,C6靠近Q2安裝目的在于減小在PGND、C6（一）和Q2（S）之間的地線長度。將此地線在靠近PGND引腳處單點連至地平面。為了防止共模阻抗耦合,LX應連接到Q1,PGND/C6（一）連接到Q2的源極。當di/dt較大時,每個時孔將增加數十nH的電感,應盡可能限制過孔的數量,因此,最好將所有的功率元件放置在元件層,即使是SMD器件。

在具體應用中,選用的控制器常常裕量過大。例如,用一個10A控制器產生3A的輸出。而考慮成本的原因,又常常選用最小裕量的MOSFET,于是片內驅動器驅動能力過量,導致柵極驅動過強。過量或過快的柵極驅動會產生較大的開關噪聲和RF干擾,而較小或低速的柵極驅動將導致較大的MOSFET和二極管的開關損耗。折衷的方法是盡可能限制波形的擺率以減小EMI,并同時維持可接受的轉換效率指標。

功率級的布線

開關型轉換器中一些節點處的di/dt較高,還有些節點處的dv/dt較高,為減小它們的影響需盡量降低電路中的寄生電感。我們以一個升壓變換器為例,所得結論可以推廣到降壓變換器。圖2描繪了電路中寄存器電感所導致的問題：MOSFET斷開---此時電感電流已經被MOSFET短路過。二極管的反向電容被快速充電,在二極管正極的節點處具有較高的dv/dt。MOSFET導通時,串聯電感（LfT+LfD+LfC）增大了放電時間,因此也增加了MOSFET的開關損耗,同時這些電感還會產生噪聲。

峰值電流受昌體管限制,晶體管的工作方式類似于電流源,對一個2A的MOSFET,峰值電流可能達到10A,這個變化的電流通過電感時將產生正比于電流變化量的電壓：

v=L×[di(t)/dt]

整個瞬態變化過程相當于一個尖峰發生器,因此通過減小導線長度,而MOSFET、二極管和Cout周期采用短且寬的導線來減小尋散電感是非常必要的,另外,通過控制柵極驅動波形的斜率也可以達到減低噪聲的目的。為了限制阻性電壓跌落和過孔數目,功率級的SMD元件必須布置在電路板的元件面,功率導線的引線也在元件層。如果可能的話,功率也在同一層布線。為消除輻射區域,注意減小功率電流回路的區域。

當必須將電源線布在其它層面時,應選擇從電感或濾波電容引出的導線（比如,降壓變換器的Cout或降壓變換器的Cin）。流過這些導線的電流近乎連續的,不會產生噪聲而只有阻性跌落。如果此線分布在元件層的下一層,產生的雜散電感會比較小。為避免共模阻抗耦合,應將PGND、功率地和通用地平面分割開。

電容器和其它元件

高容量、低ESR的電容器很昂貴,合理的布線會保持它們應有的性能,將輸出噪聲從150mV降到50mV。紋波直接和電感量、電容的ESR和開關頻率等因素相關,但是高頻噪聲（尖峰）取決于寄生分量和開關行為。根據開關頻率,我們能夠推測出類峰頻率的頻譜從1MHz到10MHz。

對于電感元件,由開關動作造成的變化的電流（di/dt）流過Lp1導致控制器Vcc過沖,計算如下：

v(t)=L×[di(t)/dt]

當L=10nH,ΔI=1A,Δt=50ns時,ΔV0.2V

需注意割離功率引線、合理布置PGND。另外需注意避免將其它連線穿過功率回路,用于分配輸入電壓的引線應當連接到輸入電容與控制器的Vcc連線之前。輸出電壓的引線應在高頻輸出電容的連接點之后。