4 變換器拓撲選擇

　　根據(jù)SAE J-1773給出的感應(yīng)耦合器等效電路元件值，及上述的設(shè)計考慮，這里對適用于三種不同充電模式的變換器拓撲進行了考察。

　　如圖2所示，電動汽車車載部分包括感應(yīng)耦合器的插孔部分及AC/DC整流及容性濾波電路。首先，對直接連接電容濾波的整流電路進行考察。適合采用的整流方式有半波整流，中心抽頭全波整流及全橋整流。其中，半波整流對變壓器的利用率低；全波整流需要副邊為中心抽頭連接的兩個繞組，增加了車載電路的重量和體積；全橋整流對變壓器利用率高，比較適合用于這種場合。

　　圖4給出基于以上考慮的感應(yīng)耦合充電變換器原理框圖。圖中，輸出整流采用全橋整流電路，輸出濾波器采用電容濾波，輸入端采用了PFC電路以限制進入電網(wǎng)的總諧波量不會超標，這里采用的是單獨設(shè)計的PFC級。低功率時，PFC也可與主充電變換器合為帶PFC功能的一體化充電電路。

　　圖4 感應(yīng)耦合充電變換器原理框圖

　　如前所述，充電器設(shè)計中很重要的一個考慮是感應(yīng)耦合器匝比的合理選取。為使設(shè)計標準化，按3種充電模式設(shè)計的感應(yīng)耦合充電變換器都必須能夠采用相同的電動汽車插座。限制充電器高頻變壓器副邊匝數(shù)的因素包括功率范圍寬，電氣設(shè)計限制和機械設(shè)計限制。典型的耦合器設(shè)計其副邊匝數(shù)為4匝。對于低充電等級，一般采用1∶1的匝比，對于高充電等級，一般采用2∶1的匝比。

　　對于30kW·h以內(nèi)的儲能能力，隨充電狀態(tài)不同，電動汽車電池電壓在DC 200～450V范圍內(nèi)變化，變換器拓撲應(yīng)當能夠在這一電池電壓變化范圍內(nèi)提供所需的充電電流。

　　5 充電模式

　　這是電動汽車的一種應(yīng)急充電模式，充電較慢。按這種模式設(shè)計的充電器通常隨電動汽車攜帶，在沒有標準充電器的情況下使用，從而必須體積小，重量輕，并且成本低。根據(jù)這些要求，可采用單級高功率因數(shù)變換器，降低整機體積，重量，降低成本，獲得較高的整機效率。圖5給出一種備選方案：兩個開關(guān)管的隔離式 Boost變換器。在不采用輔助開關(guān)時，單級Boost級電路提供PFC功能并調(diào)節(jié)輸出電壓。當輸入電壓為AC 120V時，輸入電壓峰值為170V，由于變壓器副邊匝數(shù)為4匝，輸出電壓的調(diào)節(jié)范圍為DC 200～400V，因而變壓器可以采用1∶1的匝比，原邊繞組均采用4匝線圈。典型的電壓電流波形如圖6所示。

　　圖5 兩個開關(guān)管的隔離式Boost變換器

　　圖6 電壓電流波形

　　當原邊開關(guān)管S1及S2均開通時，能量儲存在輸入濾波電感中，同時輸出整流管處于關(guān)斷態(tài)。當開關(guān)管S1及S2中任一個開關(guān)管關(guān)斷時，儲存能量通過原邊繞組傳輸?shù)礁边叀Ｓ捎谧儞Q器的對稱工作，變壓器磁通得以復(fù)位平衡。

　　為使輸入電感伏秒積平衡，必須滿足（1）

　　Vinmax≤VB（1－Dmin） （1）

　　假定變壓器匝比為1∶1，最大輸入電壓為170V，則輸出電壓為DC 200V時占空比為0.15，輸出電壓為DC 475V時占空比為0.5。如圖5所示，主開關(guān)管上的電壓應(yīng)力為2VB。當輸出電壓為DC 400V時，開關(guān)管電壓應(yīng)力是DC 800V，這一電壓應(yīng)力相當高。而且，由于傳輸電纜和感應(yīng)耦合器的漏感，器件電壓應(yīng)力可能會更高。為了限制器件最大電壓應(yīng)力，可以采用圖5所示的無損吸收電路。但無論是在哪種情況下，都必須采用1200V電壓定額的器件。因高耐壓的MOSFET的導(dǎo)通電阻較高，導(dǎo)通損耗就會很大。因而，要考慮采用低導(dǎo)通壓降的高壓IGBT。但IGBT器件開關(guān)損耗也限制了開關(guān)頻率的提高。

　　開關(guān)管的平均電流為

　　ISavg=ILavg （2）

　　對于1.5kW功率等級，輸入電流有效值為15A，平均開關(guān)電流是13A，峰值電流為22A，需要電流定額至少為30A的開關(guān)器件。盡管這個方案提供了比較簡單的單級功率變換，但也存在一些缺陷，如半導(dǎo)體器件承受的電壓應(yīng)力較高、輸出電壓調(diào)節(jié)性能差，輸出電流紋波大。

　　為了降低器件的開關(guān)損耗，可以采用圖5所示的軟開關(guān)電路。給MOSFET設(shè)計的關(guān)斷延時確保了IGBT的ZVS關(guān)斷。在電流上升模式中，MOSFET分擔了輸出濾波電流，其電壓應(yīng)力為IGBT的一半。從而，可以采用600V的器件。同時，因關(guān)斷損耗的降低，開關(guān)頻率得以提高。

　　另一個降低器件電壓定額的方案是采用兩級變換結(jié)構(gòu)。前級PFC校正環(huán)節(jié)可以采用帶有軟開關(guān)功能的Boost變換器，允許高頻工作。后級DC/DC功率變換級，可以采用半橋串聯(lián)諧振變換器，提供高頻電流鏈。圖7給出了適用于充電模式的兩級功率變換電路結(jié)構(gòu)圖。

　　圖7 充電模式采用的兩級功率變換電路結(jié)構(gòu)

　　若輸入電網(wǎng)電壓是AC 115V，為了降低DC/DC變換器的電流定額，輸出電壓可以提升到DC 450V。這樣Boost級功率開關(guān)管可以采用500～600V的MOSFET，半橋變換器的開關(guān)器件可以采用300～400V的MOSFET。由于采用半橋工作，感應(yīng)耦合器可以采用1∶2的匝比。若原邊繞組為4匝，則副邊繞組為8匝。Boost開關(guān)管的電流定額是30A，而半橋變換器開關(guān)管的電流定額是 20A。

　　編輯點評：本文根據(jù)SAEJ-1773對感應(yīng)耦合器的規(guī)定，對電動汽車供電電池的充電器進行了討論。給出了充電模式的電路拓撲分析圖，最后給出了分別適合于不同充電等級的備選變換器拓撲方案。
電子發(fā)燒友《智能醫(yī)療特刊》，更多優(yōu)質(zhì)內(nèi)容，馬上下載閱覽