并聯型全橋式開關電源電路

全橋式開關電源比半橋式開關電源的開關管增加了一倍，這樣就使得導通開關管上所流過的電流全部通過開關變壓器傳輸給負載，使開關管集電極峰值電壓和電流均降低了一半，從根本上彌補了半橋式開關電源電路存在的不足，因此在中、大功率輸出的場合，全橋式開關電源得到了廣泛的應用（前面介紹的推挽式和半橋式一般用于中小功率輸出的場合）。

1．自激全橋式開關電源電路

并聯型自激全橋式開關電源一般很少應用，這里不作介紹。

2．他激全橋式開關電源電路

并聯型他激全橋式開關電源電路基本電路如圖5-21所示。

對比圖5-18和圖5-21可以看出，全橋式開關電源的變換器實際上是由兩個半橋式開關電源的變換器組合而成，因此，二者的工作原理也是基本一致的。

電路工作時，在PWM控制芯片的控制下，VTI、VT4同時截止，VT2、VT3同時導通，且VT1、VT4導通時，VT2、VT3截止，也就是說，VT1、VT4與VT2、VT3是交替導通的，使開關變壓器T-次繞組形成方波電壓，經T耦合和整波濾波后，形成所需的直流電壓。改變開關管的脈沖占空比，可以改變VT1、VT4和VT2、VT3的導通與截止時間，從而改變了開關變壓器T的儲能，也就改變了輸出的電壓值。

并聯型推挽式開關電源電路

并聯型推挽式開關電源分為自激式和他激式，其中，他激式應用較多。下面簡要介紹這兩種類型的推挽式開關電源的識圖要點。

1．并聯型自激推挽式開關電源電路

（1）基本電路

并聯型自激推挽式開關電源電路是1955年由美國人羅耶（ Royer）首先發明和設計出來的，故又稱為羅耶變換器，其基本電路如圖5-8所示。

當接通輸入直流電源電壓Ui后，就會在分壓器電阻R1上產生一個電壓，該電壓通過開關變壓器T的Nbl和Nb2兩個繞組分別加到兩個功率開關管VTI和VT2的基極上。由于電路不可能完全對稱，所以總能使其中的一個功率開關管首先導通。假若是功率開關管VTI首先導通，那么功率開關管VTI集電極的電流厶1就會流過開關變壓器一次繞組Npl，使開關變壓器T的磁芯磁化，同時也使其他的繞組產生感應電動勢。在基極繞組Nb2上產生的感應電動勢使功率開關管VT2的基極處于負電位，使其反向偏置而維持在截止狀態；在另一個基極繞組Nbl上產生的感應電動勢則使功率開關管VT1的集電極電流進一步增加，這是一個正反饋的過程。其最后的結果是使功率開關管VT1很快就達到飽和導通狀態，此時，幾乎全部的輸入直流電源電壓U1被加到開關變壓器T的繞組Npl上，同時，開關變壓器T的磁通量變化率接近于零，因此，開關變壓器T的所有繞組上的感應電動勢也接近于零。由于繞組Nbl兩端的感應電動勢接近于零，于是功率開關管VT1的基極電流減小，集電極電流開始下降，從而使所有繞組上的感應電動勢反向，緊接著磁芯的磁通脫離飽和狀態，這就發生了跟前面一樣的雪崩過程，促使功率開關管VT1很快進入截止狀態，功率開關管VT2很快進入飽和導通狀態。這時幾乎全部的輸入直流電源電壓Ui又被加到開關變壓器T的繞組Np2上，使開關變壓器T磁芯的磁通直線下降，很快就達到了反向的磁飽和值。此時基極繞組Nb2上的感應電動勢下降，再次引起正反饋，使功率開關管VT2脫離飽和狀態，然后轉換到截止狀態，而功率開關管VT1又轉換到飽和導通狀態。上述過程周而復始，這樣就在兩個功率開關管VT1和VT2的集電極形成了周期性的方波電壓，從而在開關變壓器T的二次繞組Ns上形成了周期性的方波電壓。將該繞組Nsl、Ns2上所形成的周期性的方波電壓，經過整流和濾波后，就形成了開關電源的直流輸出電壓值，這就是自激型推挽式開關電源電路的工作過程。

（2）應用電路

圖5-9所示是并聯型自激推挽式開關電源的一種實際應用電路，該電源電路的主要性能如下。

①輸入直流電源電壓為28V。

②輸出直流電壓為：A路10V，B路20V。

③輸出功率為120W。

④輸出紋波電壓兩路均小于lOOmV。

⑤工作頻率為2kHz。

⑥轉換效率為80%。

⑦具有開關電源停振自動保護功能。

當接入28V直流輸入電源電壓時，啟動電阻R和電容C2很快給兩只功率開關管VT1和VT2其中的任意一只提供正向偏置電壓，促使該功率開關管導通，與該功率開關管基極相連的開關變壓器反饋繞組就會給另一只功率開關管提供反向偏置電壓，使其維持截止狀態。當開關電源電路中的開關變壓器T磁芯的磁通變化到正的飽和值附近時，電路的工作狀態開始翻轉，很快使原來處于導通狀態的功率開關管變為截止狀態，而原來處于截止狀態的功率開關管此時則翻轉為導通狀態。當開關變壓器T中磁芯的磁通變化到負的飽和值時，又要發生功率開關管工作狀態的翻轉。這樣就會在開關變壓器T的一次繞組中產生交替變化的方波電壓信號，此方波電壓信號被耦合到它的二次繞組中，在經過整流、濾波后成為所需要的直流供電電壓。

電路中的電容器C3、C4和開關變壓器二次側的電感L1、L2是為了減小開關電源電路的噪聲和輸出電壓中的紋波電壓而設置的。

（3）改進型電路

上面的自激推挽式開關電源還存在一定的缺點，主要是開關管集電極峰值電流較高、電路容易產生不平衡、對磁性材料要求較嚴、對開關管耐壓值要求較高等，為了克服這些缺點，又發明了自激推挽式雙變壓器開關電源，其基本電路如圖5-10所示。

自激推挽式雙變壓器開關電源電路用一個體積較小的工作在飽和狀態的驅動變壓器T1來控制功率開關管工作狀態的轉換，而使用一個體積較大的工作在線性狀態的開關變壓器T2來進行電壓的變換和功率的傳輸。由于采用了獨立的飽和驅動變壓器，因此開關電源電路的工作特性就有了很大的改善。

電路的工作過程是，在接通電源后，由于電路總是存在著不平衡，假定功率開關管VT1首先導通，它的集電極電壓就會降低，在輸出開關變壓器T2的一次繞組Npl兩端就會產生電壓，一次繞組Np2的兩端也會相應地產生感應電壓。繞組Npl、Np2上所產生的電壓值之和全部加到由驅動變壓器T1的一次繞組與反饋電阻Rf組成的串聯電路兩端。驅動變壓器T1的二次繞組Nb2上所產生的電壓把功率開關管VT2的基極置成反向偏置，使其保持截止狀態；驅動變壓器T1的二次繞組Nbl上所產生的電壓把功率開關管VT1的基極置成正向偏置，使其很快達到飽和導通狀態。

驅動變壓器T1磁化電流的增加就會導致T1的飽和。一旦T1達到飽和，一次繞組Nf中的電流很快增加，因此反饋電阻Rf兩端的電壓降也就會增加。這樣，繞組Nf上的電壓降就會減小，于是與驅動變壓器T1二次繞組相連的功率開關管的激勵電壓也會相應減小，原來處于飽和導通狀態的功率開關管VT1集電極電流開始減小，逐漸退出飽和區。因此，所有繞組上的感應電壓全部反向。功率開關管VT2開始導通，功率開關管VT1將很快進入截止狀態。功率開關管VT2的飽和導通狀態將一直維持到驅動變壓器T1的磁通達到負的飽和值為止。這時兩只功率開關管VTI和VT2的工作狀態將又會發生翻轉，使功率開關管VT2截止，功率開關管VT1重新導通。如此重復上述過程，電路形成自激振蕩狀態，這就是自激推挽式雙變壓器開關電源電路的工作過程。

2．并聯型他激推挽式開關電源電路

并聯型他激推挽式開關電源電路與自激推挽式開關電源電路主要有以下兩點區別。

一是自激推挽式開關電源電路中的功率開關管和開關變壓器要作為振蕩電路的器件而參與其振蕩工作，振蕩器的工作頻率和占空比均與功率開關管和開關變壓器的技術參數有關。而他激推挽式開關電源電路中的功率開關管和開關變壓器只作為功率變換電路，不參與振蕩電路的工作，振蕩器的工作頻率和占空比均與功率開關管和開關變壓器的技術參數無關。

二是他激推挽式開關電源電路中具有專門的PWM（或PFM）振蕩、驅動和控制電路，該振蕩、驅動和控制電路一般均由一個集成電路來承擔，而自激推挽式開關電源電路中卻沒有這些電路。

（1）基本電路

圖5-11所示是并聯型他激推挽式開關電源的基本電路。

電路工作時，在PWM控制芯片的控制下，推挽電路中的兩個開關管VT1和VT2交替導通，在一次繞組L1和L2兩端分別形成方波電壓，此方波電壓信號被耦合到T的二次繞組中，在經過整流、濾波后成為所需要的直流供電電壓。改變輸入到VTI、VT2開關脈沖的占空比，可以改變VT1、VT2導通與截止時間，從而改變了開關變壓器T的儲能，也就改變了輸出的電壓值。需要注意的是，當VTI和VT2同時導通時，相當于開關變壓器一次繞組短路，因此應避免兩個開關管同時導通。

（2）雙管共態導通問題

兩個功率開關管同時導通的現象也稱為共態導通現象。這種現象一旦發生，就會將功率開關管全部擊穿而損壞，給用戶造成極大的經濟損失。他激推挽式開關電源電路中所存在的雙管共態導通問題在后面將要講到的橋式開關電源電路中也同樣存在，因此，在電路中一般都設有相應的電路來解決這一問題，無論是識圖還是維修，此類器件都應引起我們足夠重視。下面對雙管共態導通問題進行簡要的介紹和分析。

在他激推挽式開關電源電路中，一只功率開關管在正向驅動脈沖的作用下處于導通狀態，而另一只在反向關斷脈沖作用下處于關斷狀態，雖然失去了正向驅動脈沖信號，但由于存儲時間的作用仍然停留在導通狀態，這就產生了雙管同時導通的現象，俗稱“共態導通”。在上面基本電路的分析中可以看到，當雙管同時導通時就會出現開關變壓器一次側兩個對稱的繞組一個給磁芯正向勵磁，另一個給磁芯反向勵磁，相互抵消。這樣一來，一則開關變壓器的二次側無感應電壓產生，輸出端無直流電壓輸出：二則開關變壓器一次側的兩個對稱繞組相當于兩根短路線，將輸入直流電源電壓直接短路到兩只功率開關管的集電極和發射極之間，使集電極峰值電流急劇增加，嚴重時兩只功率開關管同時電流擊穿而被損壞。產生雙管共態導通現象的電路及各點的波形如圖5-12所示。

從圖中還可以看出，產生雙管共態導通的原因除了功率開關管所存在的存儲時間以外，

還包括驅動信號的上升沿和下降沿延遲時間過長。

為了避免雙管共態導通現象的發生，電路中都設有相應的元器件進行防范，其電路形式也較多，下面只簡要介紹兩種。

圖5-13所示是加入了RC延時導通電路的他激推挽式開關電源。

電路中，兩個電容器CI和C2分別接于每個功率開關管的基極與地之間，使輸入驅動方波信號的正向上升沿因積聚電荷而延遲開啟時間。輸入電阻R1（R2）和二極管VDl （VD2）并聯，對于輸入驅動正向上升信號來說，二極管VDl （VD2）是反向偏置的，RC延遲電路起作用。對于輸入驅動跳變信號來說，二極管VDl （VD2）正向偏置與電阻R1 （R2）分流，使電容C1 （C2）快速放電，并從功率開關管基極抽取較大的反向電流。

圖5-14所示是另一種形式的RC延遲導通電路。

和上一種RC延時導通電路相比，電路中增加了一只開關變壓器T1，它為兩個功率開關管基極電路提供反向的驅動脈沖信號，也為基極放電提供了簡易的通路。開關變壓器T1二次側的兩個輸出電壓為相位錯開的、對地正負相間的雙向脈沖信號電壓。加入此部分電路后，性能更好，可靠性更高。

（3）他激推挽式開關電源電路中的PWM電路

他激推挽式開關電源電路中的PWM電路一般采用專用的PWM集成電路，稱為PWM控制芯片，內部包括PWM發生器、PWM驅動器、PWM控制器等電路，并且采用雙端驅動輸出形式（相位相差180。）。另外，具有雙端驅動輸出的這些PWM控制芯片不但能構成他激推挽式開關電源電路，還能構成其他類型的雙端式開關電源，如半橋式、全橋式等開關電源電路。目前，PWM控制芯片形式多樣，下面以應用較多的UC3525A為例進行說明。

UC3525A是一系列的電壓控制模式的PWM控制與驅動器集成電路。其內部電路如圖5-15所示，引腳功能如表5-3所示。與UC3525A功能基本一致的還有UC1525A、UC2525A、UC3527A等。

使用該集成電路芯片構成的開關電源不但具有良好的性能，而且還具有外圍元器件少、調試和安裝簡單等優點。連接于Ct端和Discharge端的電阻可以實現對PWM輸出驅動信號的死區時間進行調節，該器件僅需要一個外部定時電容就可以實現軟啟動功能。UC3525A還具有欠壓封鎖輸出的功能，這種功能是通過其內部的一個欠壓封鎖電路來實現的，當輸入電壓大于2.5V之前，欠壓鎖定電路即開始工作，直到輸入電壓等于8V。而當輸入電壓從8V降至7.5V時，欠壓鎖定電路則又開始恢復工作。另外該芯片內部還具有一個PWM觸發器，該PWM觸發器的主要功能是當內部的PWM脈沖信號不管是由于什么原因而被關閉時，都能將輸出端關閉而維持一段時間，并且該觸發器在內部時鐘信號的每一個周期內都要被復位一次。該芯片的輸出級被設計為圖騰柱輸出方式，具有輸出和吸收200mA的輸出驅動能力。

圖5-16所示是由UC3525A構成的他激推挽式開關電源電路。

工作時，輸入電壓Ui經開關變壓器T的兩個繞組分別加到兩只開關管VT1、VT2的集電極，同時，Ui還經R9、R10限流后，為PWM控制芯片UC3525A的⒀、⑥腳提供工作電壓：UC3525A工作后，從⑾、⒁腳輸出驅動脈沖，經RC延遲電路（R11、C9和R12、C10）延遲后，分別加到開關管VT1、VT2的基極，在驅動脈沖的作用下，使兩個開關管VT1和VT2交替導通，在VT1、VT2的集電極產生方波信號，此方波電壓信號被耦合到T的二次繞組中，在經過整流、濾波后成為所需要的直流供電電壓Uo。

當輸出的直流電壓Uo升高時，則流過光電耦合器IC2中發光二極管的電流增大，其發光強度增強，則光敏三極管導通加強，使UC3525A的①腳電壓下降，經UC3525A內部電路檢測后，控制⑾、⒁腳輸出的驅動脈沖占空比減小，開關管VTI、VT2提前截止，使開關電源的輸出電壓下降到正常值；反之，當輸出電壓降低時，經上述穩壓電路的負反饋作用，開關管VT1、VT2導通時間變長，輸出電壓上升到正常值。