什么是電路拓撲結構

　　由于拓撲約束與元件的特性無關，在研究拓撲約束時，我們可以將電路中的元件用線段代替，畫成一些由線段組成的圖，如圖1（a）中的電路圖畫成為圖1（b）的拓撲圖。

　　我們稱圖1（b）為圖（a）所示電路的“圖”，圖中的各線段稱為支路，線段的連接點稱為節點。因此，圖的確切定義是：一組節點與支路的集合，其中每一支路的兩端都終止在節點上。在上圖中，a，b，c，d，e，f，g，h為支路，1，2，3，4，5為節點。

　　在圖中構成閉合一個閉合路徑所需的數量最少的支路的集合稱為回路，在回路中去掉一個支路則不能構成閉合路徑。例如圖2（a）所示的支路集合（a，b，c，d），（d，e，h）和（g，h）均為回路。在一個圖中可以有許多回路。如果回路中不包圍其他支路，則稱這樣的回路為網孔。在圖2（b）中有4個網孔，它們是支路集合（a，b，c，d），（c，e，f），（d，e，g）和（g，h）。

　　如果在圖上標明各支路電流（或電壓）的參考方向（通常采用電壓和電流的一致參考方向來同時表示電壓和電流），這樣的圖則稱為有向圖，如圖3所示。

PFC電路介紹

PFC就是“功率因數校正”的意思，主要用來表征電子產品對電能的利用效率。功率因數越高，說明電能的利用效率越高。PFC有兩種，一種是無源PFC（也稱被動式PFC），一種是有源PFC（也稱主動式PFC）。無源PFC一般采用電感補償方法使交流輸入的基波電流與電壓之間相位差減小來提高功率因數，但無源PFC的功率因數不是很高，只能達到0.7~0.8；有源PFC由電感電容及電子元器件組成，體積小，可以達到很高的功率因數，但成本要高出無源PFC一些。

無源功率因數拓撲結構

管什么樣拓撲結構的無源功率因數校正電路，其能達到功率因數校正的目的，原理都是差不多的。簡單來說就是通過一些無源元件，如電感、電容等的儲能特性來延長整流部分二極管的導通時間，以此使流過負載的電流發生畸變的程度大大減小。一般來講，這種電路的結構都比較簡單，易于實現，而最后得到的功率因數值也與這些元件有很密切的聯系。

由于二極管整流存在的諸多問題，一般采用的無源功率因數校正電路有：采用濾波電感的無源功率因數校正、采用填谷方式的無源功率因數校正、采用串聯諧振的無源功率因數校正、采用直流反饋式的無源功率因數校正、采用高頻反饋式的無源功率因數校正。下面僅對用得最為廣泛的前三種無源功率因數校正拓撲結構進行分析。

1.采用濾波電感的無源功率因數校正拓撲

采用濾波電感的無源功率因數校正電路的主拓撲結構是在整流器和濾波電容之間串聯一個濾波電容。其主電路圖如圖2-1。

圖2-1中，由于當有變化的電流流過濾波電感時，會產生一個反電動勢，其方向阻止電流發生變化，因而使充電電流的峰值比未加電感前要低，也由于它產生反向感應電動勢的這一特性，使得在輸入電壓達到峰值后，之前導通的二極管兩端的電勢差仍能保持它的導通狀態，因而增大了輸入電流的導通角。

然而，在現實生活中，通常會將濾波電感置于整流之前，這樣做有一個好處，就是交流電源內沒有經過整流而得到的直流分量，這樣的電流流過電感，不會使電感的鐵芯因達到飽和而影響使用。其改進的拓撲結構如圖2-2。

采用該方式，在滿載時的功率因數一般可達到0.9以上。該方式線路簡單，平均無故障時間長，無需對設計控制電路，能很大程度抑制3次以上的奇次諧波，且產生的電磁干擾基本上比較小，僅在電路中串聯一個濾波電感，因而成本比較低。但由于元器件的性質，這種拓撲用于小功率的場合還比較廣泛。

采用這種方式的無源功率因數校正法，由于電感元件在能量的傳遞中起載體的作用，因此電感器元件的選型是一個關鍵，其參數的大小直接影響著功率因數校正的效果。為了將畸變的電流轉變為連續電流（即在每半個周期波形中，整流二極管導通角度要達到180°），濾波電感應達到一個門檻值。其大小與整流濾波電路的等效負載電阻之間的關系為

式2-1中，LC是濾波電感門檻值，單位為H；RL是等效負載電阻，單位為Ω；ω是電壓輸入角頻率，ω=2πf，在國內系統里，ω=314。

從上述關系不難看出，選擇的電感與等效負載電阻之間基本上有1Ω配1mH電感的關系。上述關系能得出，采用電感作為無源功率因數校正的手段時，等效直流負載最好是恒定的負載，否則無法保證線路中的電流連續性，也就無法保證功率因數校正的有效性。此外，還要注意滿載時，電感器絕對不會進入飽和狀態，否則電感量的減小將無法保證線路中的電流連續性。

但這種無源功率因數校正電路在應用中容易發熱，也會產生頻率比較低的噪聲，器件占用面積大，器件本身也較重。而且由于很多電源在工作時并不是在額定功率下工作，即無源功率因數校正電路不是處于滿載運行狀態，使得實際得到的功率因數值比滿載時還要略低些。

2.采用填谷方式的無源功率因數校正拓撲

近年來，無源功率因數校正技術也有所發展，采用填谷方式的無源功率因數校正法就是其中的一種，利用由電容和二極管網絡構成的有功率因數校正作用的整流電路。其基本結構如圖2-3所示。

當輸入電壓UIN高于C1和C2上的電壓之和時，兩個電容處于串聯充電狀態，并且UIN=UC1+UC2=UL，這一情況一直持續到輸入電壓的峰值。當UIN越過峰值以后，對普通橋式整流的單個電容濾波電路來說，整流橋的二極管將由于濾波電容上的電壓高于輸入電壓的峰值而反向偏置，幫整流橋截止。但對填谷方式的無源功率因數校正電路來說，電容C1和C2的充電已經結束。但是無論C1還是C2，其單個電容上的電壓比不上外加充電電壓，因此這兩個電容的放電不能進行（這時與C1和C2串聯的二極管VD1和VD3被反向偏置），使得UL上的電壓基本上還是跟蹤輸入電壓在變化，直到輸入電壓等于其峰值電壓的一半時，VD1和VD3向負載放電。在此之間，整流橋一直導通，一直有電流通過。等到輸入電壓等于其峰值電壓的一半時，VD1和VD3由于正向偏置而導通，電容C1和C2用并聯方式開始以指數規律通過VD1和VD3向負載放電。在此之后，由于輸入電壓低于C1和C2上的電壓，整流橋始終保持截止，電源電流將出現死區。當輸入電壓越過正半周、進入負半周時，在開始的一段時間里，輸入電壓仍然低于UC1和UC2上的電壓，所以整流橋依然反向偏置，不能導電。只有當輸入電壓高于UC1和UC2時，整流橋才能重新恢復導通，電源電流再一次對C1、VD2和C2充電，UC1+UC2的電壓重新跟蹤輸入電壓，按正弦規律上升，于是重復前面描述的情況。如此周而復始，循環不已。

表2-1是填谷方式的無源功率因數校正電路與普通橋式整流、電容濾波電路的參數測試結果對比。

由表2-1中得到填谷方式的無源功率因數校正電路的電流總諧波含量為28%，線路功率因數為0.894，而普通橋式整流、電容濾波電路的電流總諧波含量為117.5%，線路功率因數為0.592。

從表2-1可見，填谷方式的無源功率因數校正電路與普通橋式整流電路相比，3次諧波分量由77.1%降至10.8%；總電流諧波含量由117.5%降至28%；線路功率因數由0.592提高到0.954。

填谷方式的無源功率因數校正電路已應用于電子鎮流器等小型電氣設備［9］。這種方式雖能獲得較高的輸入功率因數，但是還不能非常有效地抑制輸入電流中的諧波含量，所以應用中還是受到了限制。

用示波器觀察圖2-3所示電路的電壓和電流波形可以發現，填谷方式的無源功率因數校正電路輸入端電源電流波形的幅值明顯降低，死區時間大大縮短，整流橋的導通角度達到120°以上，波形趨于連續，包絡趨于正弦波形。但從直流輸出電壓UL的質量看，填谷方式的無源功率因數校正電路的輸出電壓紋波較大，脈動系數大，直流電壓的測值約為230V，比較接近于交流輸入電源電壓的有效值，比普通橋式整流的電容濾波電路的直流輸出電壓低15%。在圖2-3中，如果用一個電阻或電感與二極管VD2串聯時，可進一步改善輸入電流的波形。

填谷式無源功率因數校正電路是一種典型的逐流電路，它在90年代的照明電路中應用廣泛，其功率因數校正值相比直接采用濾波電感的電路所能達到的值更高一些，而且也沒有了電感元件，因而沒有了對電感的高要求。但這種電路的供給開關管的直流電壓波峰比很高，電流波峰比也很高，這種電路由于電路輸出電壓谷值只有電解濾波電路谷值的一半，因而不適合做降壓電源。

3.采用串聯諧振的無源功率因數校正拓撲

圖2-4給出了一種串聯諧振的無源功率因數校正法的電路及其工作波形。從圖2-4（a）中可見，諧振電路串聯在輸入電源與開關電源之間。諧振電路由電感L和電容C組成并聯諧振電路，電阻R為阻尼電阻。該電路在理想諧振時對3次諧波電流呈現無限大的阻抗，故沒有諧波電流過載的可能。

串聯諧振電路的阻抗為：

當工作頻率ω等于諧振頻率ω0=1/（LC）1/2時，電路阻抗等于阻尼電阻R。阻尼電阻R取得比較大［（如200W負載時取27kΩ），所以負載側的3次諧波電流不可能注入電網側，進而改善了電網側的電流波形，如圖2-4（b）所示。由圖2-4可知，由于3次諧波被吸收，電網側電流波形變方，峰值電流明顯減少。此時，整流電路在50～200W輸出功率下，功率因數為0.81～0.92左右。

有源功率因數拓撲結構

從原理上說，任何一種直流電壓變換器的拓撲都可以用做有源功率因數校正器的主電路。從實用上來說，有源功率因數校正控制的芯片種類繁多，每種芯片的控制方式也不盡相同。下面僅就其主電路拓撲來進行分析。

有源功率因數校正分為有變壓器隔離和沒有變壓器隔離兩類。每一類有6種拓撲：降壓式（Buck）、升壓式（Boost）、升壓—降壓式（Buck-Boost）、串聯式（Cuk）、并聯式（Sepic）以及塞達式（Zata）。按激勵方式分，有自激式和他激式兩種。自激式包括單管式和推挽式，他激式包括調頻式（PWF）、調寬式（PWM）、調幅式（PAM）和諧振式（RSM）4種。而按主電路是單相還是三相，采用硬開關技術還是軟開關技術等等又能劃分出不同種類，由這些不同種類相結合能換化出許許多多的拓撲，如果一一細說，很難將其全部囊括在內，這里僅就應用上比較多的幾種非隔離型單相硬開關有源功率因數基本結構進行分析。

1.降壓式有源功率因數校正主拓撲

降壓型有源功率因數校正電路的開關晶體管可以采用雙極型晶體管也可以采用功率MOSFET。MOSFET管的開關速度較快且基本沒有存儲時間消耗，因而應用在工作頻率較高的電路中，開關管的損耗比較小；而且MOSFET管所需要的開關驅動功率比較小，因而在設計開關驅動電路時省去了功率放大等一些電路，降低了整體功率因數校正電路的復雜性。而雙極型晶體管在導通后的電阻比較低，因而較適用于工作頻率比較低的情況，因為這種電路的開減損損耗并不明顯。圖2-5所示的電路拓撲主要針對高頻電路，故采用MOSFET來進行分析。

圖2-5所示電路的工作原理是：當開關管Q導通（TON）時，輸入電流通過Q流過電感L，在電感L未達到飽和前，通過電感L的電流呈線性增長。電感L將電能以磁場的形式存儲起來，隨著電源電壓VS對電感L充電，流過電感L的電流再對電容C充電，并提供負載電流，二極管D因反向偏置而截止。只有當開關管Q導通時，來自電源的電流才會流動。當開關管Q截止（TOFF）時，電感L線圈中存儲的磁能不能突變，只會慢慢消失，維持了流過電感L的電流保持不變，磁場的消失使電感L兩端的電壓極性顛倒，為二極管D提供正向偏置電壓而使其導通。這樣電感L和電容C在TOFF期間共同為負負載提供電流。若不計二極管D和開關管Q上的壓降，得到的輸出電壓VO為：

這種電路拓撲結構中的開關管所承受的最大電壓是輸入電壓的最大值，因而其電壓應力較小，由于開關管位于整流電路之后，當電路的輸出后級發生短路時，可以利用開關管的關斷實現輸出短路保護。但降壓型有源功率因數校正電路在輸入電壓大于輸出電壓時才能工作，而其輸入電壓在整流后的正弦波，在正弦波電壓為0的地方就不可能再降壓了，因此，這種電路會有一段死區時間影響功率因數值。且其輸出電壓較低，對比相同的功率級別，其后若接DC/DC電路，其所需的電流應力將較大，且開關管門極驅動信號的接地并沒有跟輸出接地連接在一起，驅動電路的設計比較復雜。由于輸入電流是脈動的，功率因數提高受到了限制，且EMI環境差，往往需要一個輸入濾波器，而且只能使電壓降壓，通常適用于大電流和中功率（直到大約800W）的降壓情況［14］下。相比輸出高電壓的校正電路在相同的功率等級下可以減小電流、減小電感的體積的情況，降壓型電路由于自身拓撲結構輸入不能低于輸出的限制，達不到非常好的功率因數校正效果。

2.升壓式有源功率因數校正主拓撲

圖2-6為升壓型有源功率因數校正主電路的原理圖，這種電路的工作過程如下：

當開關管Q導通（TON）時，輸入電流開始流過電感L，在電感線圈磁性未達到飽和前，電流呈線性增長趨勢，電能轉化為磁能儲存在電感L中。因此，在TON期間，負載的電壓和電流都由電容C供給。當開關管Q截止（TOFF）時，由于電感L存儲的磁能不會馬上消失，但其感應電動勢會使電感L兩端的電壓極性改變，維持通過電感L的電流不變，電感L的放電電壓的極性與VS相同，且與VS相串聯，電壓高于輸出電壓。因此，存儲在電感L中的磁能通過正向偏置而導通的二極管D傳送到負載和電容C，起到一種升壓的作用。如果忽略損耗和開關元件上的電壓降，則有VO=VS/（1-D）（D為占空比），可見，VO不可能增大到無窮大，各種電阻性損耗元件將使輸出電壓以某個上升比（通常在5～10之間）達到一個極限值。

升壓型有源功率因數校正電路的輸入電流就是流經電感的電流，因而輸入電流不會出現斷流的情況，運用電流模式可以很方便地對電感電流的開關進行控制，對輸入濾波器的要求較低，因此能方便的解決EMI的問題，而且這種電路在交流電的整個周期內都能進行功率校正，因此要獲得較高的功率因數相對而言比較容易；開關管的門極驅動信號地由于與輸出地接在一起，其源極電壓為0V，因此開關管驅動起來較容易；輸入電流呈連續狀態，使得開關管峰值電流相對較小，電流追蹤輸入電壓的變化也相對較容易，因此，這種電路可適用于電壓變化比較大的情況，此電路供給后級輸出的能量部分由市電直接供給，另一部分則通過電—磁—電的轉換得到，因而得到的效率比較高。這種電路中的開關管的最大電壓應力等于輸出電壓值，且能正常工作在國際標準的全電壓和整個頻率范圍內，因而應用最廣泛。但升壓型有源功率因數校正電路的輸入和輸出之間沒有進行絕緣隔離，且由于輸出紋波較大，一般用于功率較低（最高大約為500W）、電流較小的情況下，由于輸出電流以脈沖形式輸送到負載電阻和電容C上，故會產生噪聲問題［15］，升壓型變換器只能使電壓升高，而輸入電壓低于輸出電壓容易使電路失控而導致產生過大的電感電流，而且由于它是一個升壓電路，輸出電壓一般在380～400V，若想得到低壓輸出，則必須在其中增加一級能降低電壓的DC/DC電路。且其最終的輸出電壓一定高于輸入電壓的最大值，最終得到的輸出電壓比較高，這樣不利于對開關管進行輸出短路保護。

目前這種電路的拓撲結構已經比較成熟，也針對這種結構出現了專門的控制芯片，且運用諸如平均電流控制模式、峰值電流控制模式、滯環電流控制模式等控制方式已廣泛應用在有源功率因數校正電路中。

3.升-降壓式有源功率因數校正主拓撲

圖2-7為升—降壓型有源功率因數校正主電路的原理圖，這種電路的工作過程如下：

如圖2-7所示電路，當開關管Q導通（TON）時，接在VS兩端的電感L通過開關管Q形成回路，電源電流流過電感L，向其充電，此時，二極管D反向偏置而截止，負載由預先存儲了能量的電容C供給能量。當開關管Q關斷（TOFF）時，同樣由于電感內含的磁場并不能發生突變，但產生的感應電動勢將使電感L的電壓極性發生顛倒，二極管D因此正向偏置而導通，存儲在電感L中的能量因此能通過D而輸送到電容C和負載R，電感L放電，同時向電容C和負載R供電。

升—降壓型有源功率因數校正電路即能實現對輸入電壓升壓，又能實現對輸入電壓降壓，且在電源的整個輸入周期內都可以連續工作，因此，這種電路的輸出電壓可以在一個比較大的范圍內選擇，而且根據不同的選擇，其后級能適應不同的設計要求，靈活性較大，同樣在電路發生短路時，也能利用開關管Q的關斷實現短路保護。為了從電源吸取與輸入電壓呈線性關系的基波電流，避免向電網回饋諧波，這種電路拓撲雖然實現了提高功率因數的要求，但由于后級的能量全部由電—磁—電轉換得到，因而效率比較低。而且開關管所承受的電壓為輸入電壓與輸出電壓之和，因此開關管承受的電壓應力比較大，同樣，電路只有在開關管導通時才有輸入電流流過，因而承受的峰值電流比較大，開關管的門極驅動信號接地同樣不與輸出接地連接，因而驅動比較復雜，除此之外，升—降壓型有源功率因數校正電路還與前面提到的兩種電路有一條比較明顯的缺點就是其輸出電壓的極性與輸入電壓不一致，這也使得后面的逆變電路設計起來比較困難。

由于來自電壓源Vs的電流及經過二極管D送到輸出部分的電流都是脈動的，所以難于控制極性反轉式中的傳導電磁干擾（EMI），傳導EMI包括各種開關瞬變，它們通過電源線進行傳送，并干擾連接到同一電源電路的其它設備。

針對前面幾種基本有源功率因數校正電路的分析，目前應用最廣泛的仍是升壓型有源功率因數校正電路。但由于升壓型有源功率因數校正電路中的電感工作于連續電流模式，使得續流二極管有反向恢復方面的問題，目前應用得較多的是快恢復二極管，但解決升壓型有源功率校正電路的那些缺點僅著眼于這個二極管，并不能達到非常滿意的效果，目前研究得較多的是在有源功率因數校正電路中加入無源功率因數校正電路，或者運用軟開關技術輔助有源功率因數校正，改善續流二極管的關斷環境，也可以用SiC材料做成的肖特基二極管代替普通二極管，解決續流二極管的反向恢復問題［16］。此外，在小功率應用場合，也有將AC/DC以及DC/DC兩種拓撲結構聯合使用的，構成多級拓撲，實現電氣隔離，或者采用無橋功率因數校正，減少輸入能量在二極通斷過程中的損耗。總之，不論采取什么樣的方法，其最終目的都是要針對升壓型功率因數校正電路的缺點進行設計，在保證功率因數校正電路的高效率、高功率因數和可靠性外，盡量降低應用成本。本課題也將隨著這一研究思路，在分析現在應用較多的基本電路拓撲的基礎上，剖析各拓撲結構的特性及優缺點，設計出新型的電路拓撲結構，盡量揚長避短，在拓撲結構上提升功率因數校正電路的整體性能和效率。并通過比較分析和仿真驗證。