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一、 引言
低壓變頻器已經取得企業界的認可，正在走向大面積普及之路。高壓變頻器市場正在啟動，前景十分好，以前這一產品完全依賴進口，近幾年，隨著人們對高壓變頻器的認識越來越深入，市場需求迅速增加。國內變頻器生產商奮起直追，已涌現出幾個品牌。我公司是開始研制高壓變頻器較早的單位之一， 6000V級的高壓變頻器已有多臺正在正常運轉，通過了天津發配電及電控設備檢測所和國家電控配電設備質量監督檢驗中心的檢驗，通過了由院士和國內著名專家組成的鑒定委員會的鑒定，鑒定證書中高度評價了設備的先進性和創新性。在2002年年底我公司接到萬伏變頻器的訂單，該變頻器已于是2003年3月交付使用，現在運行良好。現把研制中的一些關鍵技術問題和解決辦法奉獻給讀者，以期得到專家、用戶和朋友的指教。
二 方案選擇
客戶要求的主要技術指標是：
10000V，355KW，額定電流為25.5A，負載為水泵。
高壓變頻器的制造遠遠落后于社會的需求，全世界都是這樣。瓶頸在于功率器件耐壓不夠，這是制約高壓變頻器發展的主要因素。為此，科學家們提出了很多解決方案，例如，高-低-高方案、功率器件直接串聯方案、三電平-多電平方案、功率單元串聯方案等等。我公司生產的6000V變頻器用的是功率單元串聯方案，效果很好，10000V變頻器仍然選這種方案，其理由是：
a、輸出電平數多，因此輸出波形特別好，能適合普通異步電動機，且不必降額使用。
b、所需IGBT數量大，但對耐壓要求不高，功率器件不存在均壓問題。
c、輸入整流電路的脈沖數大，對電網污染小，功率因數高。
d、功率單元數量大，這是個大缺點，但結構完全一樣，可以互換，這對生產、調試、留備用件等都來了很大方便。
e、技術已經掌握，已有成功經驗，可靠性有保證。
三 系統原理
功率單元串聯結構，如圖1所示，以每相9單元為例。
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圖1 27個功率單元串聯圖
功率單元為三相50Hz輸入，通過交—直—交變換，得到SPWM單相輸出的變頻器，多個單元相串聯后組成Y型結構。單元的三相輸入由副邊多重化隔離變壓器供給，如圖2所示。
（一） 電路結構
1、單元數和功率器件的選擇
線電壓10000V，相電壓5773V，若每相由9個單元串聯，每個單元的的輸出為641.5V（有效值）。用戶要求的額定容量小，最終選用了西門子雙單元IGBT模塊為功率器件。
2、輸入隔離變壓器的設計
為繞制方便，采用18相整流，輸入電流諧波已能滿足電磁兼容要求。變壓器輸入側采用星形接法。輸入變壓器與功率單元的連接示意圖如圖2所示。
圖2 輸入變壓器與功率單元聯接示意圖
這種整流結構能夠保證輸入電流的諧波成份滿足企業標準和IEEE519的規定和要求。當然相位組還可以更多一些，例如采用30或36脈沖整流電路結構，不過那樣就大大增加了變壓器繞制工藝的難度。
3．功率單元主電路
功率單元主電路結構是典型的三相輸入單相輸出電路，如圖3所示。
圖3 功率單元主電路
（1）由于電解電容上的交流成分和高頻成分比較大，實際并有無感電容（圖中未畫），可以減少交流成分和高頻成分，從而減少電解電容的負擔，以提高電解電容的壽命。
（2） 單相輸出有晶閘管旁路電路，正常工作時晶閘管不導通，當該單元發生故障時，晶閘管導通，該單元退出運行，其它單元還可繼續工作，因而整機可以避免緊急停機。
圖4功率單元主電路工作之波形
在工作方式上，采用單臂（IGBT1、IGBT2）PWM調制，另一臂（IGBT3、IGBT4）上下管輪流導通，波形見圖4，整體原理方案如圖2所示，總體結構如圖5所示。
圖5 總體結構圖
（二）控制系統及其優化
87C196MC是變頻器中常用的，在本設計中仍然選它為主控器件，每個單元配有51單片機作為輔機。單片機資源有限，設計中必須精打細算、注意優化。
1、 控制系統的電源
控制系統有一套獨立的電源子系統，其構成如圖6所示：
圖6 控制系統電源
220V市電經過整流、濾波、穩壓得到一個穩定的直流電壓，再由一個高頻振蕩器得到幅度穩定的高頻信號，由一系列高頻變壓器及相應的整流、濾波送到各單元的控制及驅動電路。
控制系統電源獨立的好處是：
1）電源通過高頻變壓器給各單元供電，容易實現高壓隔離。
2）主電路有故障時，控制系統供電依然正常，能保證IGBT開關次序不亂。
3）主電路不加電、不加載的情況下，可以對整機進行調試，此時各點波形與主電路加電、加載時完全一樣，只是輸出電壓幅度小。這對設備調試、檢修和操作人員的培訓十分方便。
2、提高電壓利用率的優化
SPWM理論指出，采用平均對稱規則采樣調制方法所得到的三相變頻輸出線電壓的基波振幅最大為 aEd， 式中a為調制度，Ed為直流母線電壓。為了校正SPWM調制的這種缺陷，本設計采用了準優化PWM調制，調制信號不是純正弦信號，而是基波和三次諧波的疊加。其波形呈馬鞍狀，這實際上是一種預畸變技術。
設調制信號為G（t）
G（t）=a（sin 1t+1/6 sin3 1t）
式中a為調制度，ω1為基波角頻率。當調制信號相角為60o和120o時，調制度最大。PWM波經過這樣的預畸變，電壓利用率可提高15%。
（1+15%）≈99.59%
這就是說三相線電壓的基波幅度已經十分接近逆變器的直流母線電壓，電壓利用率近似為1。圖7給出了有、無預畸變的波形對比。
圖7 有、無預畸變的波形對比
三次諧波在三相平衡輸出中會自動相互抵消，不會增加輸出的失真度。
3、載波相移技術
采用功率單元串聯實現高壓變頻器，控制方式一般有兩種：
（1）堆波方式 （2）載波移相技術
堆波方法控制，實現較簡單，波形質量也比較好，功率器件開關次數少，開關損耗小，但它存在兩個缺點：
（1） 串聯的各單元承擔的功率不一致。
（2） 變壓器各付邊繞組承擔的功率不一致。
載波移相技術可以得到良好的輸出波形，它克服了堆波方法的兩個缺點，雖然功率器件開關次數較堆波方法多，但在整機中開關損耗并非突出矛盾，因此我們采用了這種控制方式。
將調制信號和載波信號的頻率固定不變，調制信號的相位也固定，把單元1的載波相位取為基準，單元2、3、～８、９的載波相位依次后延1/９載波周期。載波頻率等效提高了９倍，而在同一時刻只有一個單元有開關動作，９單元串聯后dv/dt仍然同于一個單元的dv/dt，串聯后總輸出的基波成份相疊加，而各單元的諧波成分卻相互抵消而變得很小，這是該項技術的最大優點所在。
另外，這種控制方式，串聯的各單元承擔的功率都相等，隔離變壓器的各付邊繞組承擔的功率也都相等，各個單元的結構與控制電路也都完全相同。
4、正弦波的階梯化模型
９個單元的載波應該分別與同一調制信號相比較，那么９個PWM脈沖的寬度變化就更精細的反映了調制信號的幅度變化，但這樣就使采樣數據量比一個單元的采樣數據量擴大了９倍，使CPU（87C196MC）難于承受，更重要的是輸出端口不夠用，這是必須解決的難題。在本設計中解決的辦法是只讓1個單元負責采樣，而其它單元都使用這個采樣值，這實際上是假設：當第一個單元采樣之后，第2、3、～８、９單元應該采樣的這段時間里，調制信號沒有變化，正弦調制信號被模型化成了階梯波信號，見圖8。采用這種近似方法使載波移相控制方便地實現了全數字化。
用兩種角度來分析這種模型化的誤差：
圖8 正弦波模型化成階梯波
a）要求階梯波與其原型正弦波面積相等。如圖8所示。
前1/4周期，階梯波的面積小于原正弦波。后1/4周期，階梯波面積大于原正弦波，不難看出，增大部分正好等于減小部分，從整個半周來看，正弦波與其階梯波面積相差甚微，由此可得出結論，模型化所帶來的面積誤差不大，只是階梯波比原正弦波延遲了半個載波周期，A、B、C三相都延遲半個載波周期，三相輸出的相位關系無任何變化。
b）從諧波的角度來分析。
前面誤差不大的說法是一種平均的觀點，階梯波必然包含諧波成分，失真是肯定的。經過數學運算推導，按本設計中的參數計算，THD≈3.63% 。這就是正弦波模型化成階梯波的附加失真。階梯波的有效值與原正旋波相等，而階梯波的基波分量與原正弦波非常相近，主諧波遠高于基波。這就決定了這種波形完全適用于電機驅動，而不會產生轉矩脈動。從后來樣機實際運行的結果來看，完全證明了這一方案是合理的。
5 控制信號的傳輸
為了系統的可靠性，防止大電壓和大電流跳變對控制信號的干擾，控制信號采用光纖傳輸。各單元的控制信號是多通道并行傳輸，減少信號的中間處理環節。實用效果很好。
四 用戶操作監控系統
面向用戶的整個操作監控系統包括上位機（商用PC機）、下位機（工控機）、單片機，如圖9所示。其中單片機給用戶提供一個4位LED數碼屏和一個12鍵的小鍵盤操作平臺，可對變頻器進行全部操作，包括參數設置和各種運行指令。工控機用觸摸屏和通用鍵盤給用戶提供操作平臺。其功能更齊全，包括參數設定、功能設定、運行操作、運行數據與打印、故障查詢等等。上位機（商用PC機）放在總控室，可對多臺變頻器進行遙測、遙控。若只有一臺變頻器，上位機可省。
圖9 操作監控系統
工控機功能強大，用文字敘述很費筆墨，這里僅示出一個主界面，見圖10。由圖看出其功能之齊全和操作的方便性。例如可查看或打印運行參數的歷史記錄，可查詢故障原因等等。
圖10 觸摸屏上的主界面
五、運行情況及研制總結
對用戶進行跟蹤服務，用戶反饋的信息是運行良好。
對幾臺樣機的研制工作，公司進行了認真的總結，我們的結論是：
1 原理正確，結構合理。
2 軟件運行良好，功能基本齊全。
3 控制系統的電源有自己的特點，在主回路不加電、不加載（開路）的情況下，可為控制系統加電，這時各點波形與主回路加電、加載情況下的波形完全一樣。因而，可在不加電、不加載的情況下調試系統、培訓操作人員，也給現場安裝、調試、維修帶來方便。
4 采用正弦波的階梯化模型的近似方法，使載波移相技術方便地實現了全數字化，使單片機的有限資源得到了充分發揮。
? ? ? ?責任編輯：tzh
工商網監
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