射頻識別( RFID)技術在當今無線通信領域應用十分廣泛。相對于LF( 120~ 135 kH z)波段和HF( 13. 56MH z) 波段， UHF波段的RFID技術能夠在m 級距離上提供數(shù)百kb it/s的數(shù)據(jù)通信， 因而備受關注。目前成功商業(yè)應用的UHF 射頻識別系統(tǒng)閱讀器往往采用分立元件構造， 共同的缺點是體積大、功耗大。隨著CMOS工藝技術的發(fā)展進步， 如果能夠提供基于CMOS工藝的單片閱讀器將極大的降低成本， 應用前景也將更為廣闊; 而且單片集成的閱讀器方案也符合當前多應用便攜式終端的發(fā)展趨勢， 為未來多應用整合提供可能。

　　本文設計的信道選擇濾波器用于UHF RFID閱讀器接收機模擬基帶部分， 接收機采用I/Q 兩支路正交的零中頻結構， 圖1是接收機模擬基帶結構圖。

　　根據(jù)EPC global C1G2協(xié)議要求， UHF RF ID閱讀器接收的最高數(shù)據(jù)速率達到640 kb it/s， 最大信號帶寬不超過1. 28MH z; 對于40 kbit/s的最低速率， 其信號帶寬小于250 kH z， 于是， 接收基帶信道選擇濾波器的帶寬為0. 3~ 1. 3MH z范圍內可調。

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　　圖1 信道選擇濾波器用于RFID模擬基帶

　　另外， 根據(jù)transmissiON mask的要求， 相鄰兩信道的功率差為40 dB。在本信道最小信號條件下，仍要保證本信道與相鄰信道同時保持通信， 這就要求信道選擇濾波器能夠克服臨道比本道高40 dB的干擾， 于是在設計的時候要求信道選擇濾波器在兩倍頻處有大于45 dB的抑制。

　　根據(jù)UHF RFID接收機結構的特點， 在多讀寫器環(huán)境中， 接收機將面臨幅度較大的干擾信號， 這就要求濾波器有能力處理大幅度的輸入信號， 即對其線性度要求較高。為了得到更高的線性度與更好的噪聲特性， 設計采用運算放大器- RC 結構濾波器模式。通過仿真， 決定采用六階Chebyshev低通濾波器結構來實現(xiàn)信道選擇濾波器的設計。

　　文章首先給出了六階Chebyshev低通濾波器設計過程; 然后給出Chebyshev低通濾波器的版圖以及濾波器和運放的仿真結果; 最后做出結論。

　　1 六階Chebyshev低通濾波器設計

　　1. 1 二階Chebyshev低通濾波節(jié)

　　圖2給出了其二階低通濾波節(jié)(B iquad)結構，其傳遞函數(shù)為：

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　　盡管帶內的平坦特性不如Butterworth近似，但它具有更快的幅度衰減特點。

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　　圖2 二階Chebyshev低通濾波節(jié)

　　從圖2可以看到， 濾波器中的運算放大器接成了緩沖器形式， 是典型的雙端輸入、單端輸出的運算放大器。由于緩沖器的兩個輸入端均懸空， 當輸入信號為差分形式時， 無法構成全差分緩沖器[ 7 ]。通常的解決方法是用兩個單端輸出的運算放大器去實現(xiàn)一個全差分結構的緩沖器， 即一個運放作為正輸入端， 另一個運放作為負輸入端， 這就造成了器件數(shù)量的加倍， 輸入端的匹配也很難達到， 所形成的全差分緩沖器的性能并不理想。如何形成全差分的緩沖器， 在運放的設計過程中需要著重考慮。

　　1. 2 運放的設計

　　運算放大器是運算放大器- RC 濾波器的核心部件。根據(jù)系統(tǒng)的設計要求， 運算放大器開環(huán)增益在70 dB以上， 增益帶寬積大于65 MH z， 相位裕度取在65b~ 70b左右， SR值應取大于12 V /L s。上文中提出緩沖器輸入端懸空的問題， 采用全平衡差動放大器FBDDA( Fu lly BalancedD ifferentia lDifferenceAmplifier)可以方便的解決。

　　圖3給出了FBDDA的示意圖及按照負反饋方式構成的全差分緩沖器結構。FBDDA的輸入輸出關系可以表示為：

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　　Ao 為理想狀態(tài)下運放的開環(huán)增益。當采用負反饋時可以得到如下的關系：

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　　以上關系僅當Aoy ] 時才可以成立， 所以在設計運放時開環(huán)增益越大越好。

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　　圖3 FBDDA 與全差分緩沖器

　　圖4所示為FBDDA。圖4( a)是一種兩級結構的運算放大器， 是FBDDA的核心電路， 圖4( b)與圖4( c)所示電路分別用來穩(wěn)定運算放大器第一級輸出與第二級輸出的共模電平。運算放大器的第一級放大器由兩個差分對構成， 使得電路具有四個輸入端。為了獲得良好的噪聲系數(shù)， 電路的輸入管為PMOS管(M9、M10、M11、M12 )， 負載管為NMOS 管(M15、M16 )。運算放大器的第二級為共源級結構，輸入管采用NMOS管(M14、M17 )， 負載管采用PMOS管(M6、M18 )。電路采用米勒補償電容(Cc )和調零電阻(Rc )以保證運放的閉環(huán)穩(wěn)定性。經(jīng)過計算可以得到全平衡差動電路的小信號增益如下式所示：

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　　圖4 全差分差動放大器電路

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　　其中gm 和ro 分別表示MOS管的跨導和輸出電阻。

　　為了提高運放的增益， 可以增大gm 和ro。經(jīng)過計算放大器的等效輸入熱噪聲可表示為：

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　　其中K為波耳茲曼常數(shù)( 1. 38 @10-23J/K)， T 為開爾文溫度。從上式可以看出， 要減小整個運放的噪聲，輸入管應使用較大寬長比的PMOS管， 負載管應使用較小寬長比的NMOS管。一般的共模反饋電路在設計時都是放在第二級的輸出端， 用來穩(wěn)定運放的輸出電壓[ 8]。本文為了滿足在所有工藝角中運算放大器的性能， 在運放的第一級也添加了共模反饋電路， 用來穩(wěn)定第一級的輸出電平。本文設計的兩種不同結構的共模反饋電路如圖4( b)、4( c)所示。