相較于白熾燈泡，高亮度發光二極管（HB LED）能提供更佳的效能及更好的穩定性，尤其現今全球籠罩在能源危機的陰影下，人類對高亮度LED的重視程度也日益升高。高亮度LED與白熾燈泡不同，因為亮度與色溫都與LED的順向電流有關，因此，高亮度LED需要準確及穩定的電流驅動，以維持穩定的光線輸出。這個基本的要求對進行設計的工程人員來說仍是一大挑戰。

　　此外，高亮度LED的驅動電流範圍非常廣泛，可由0.35安培至最高的10安培以上，因此必須提高整體的功率效能，否則高亮度LED難以廣泛應用。本文將逐步解析這類功率轉換器的設計步驟，并且示範如何使用這個電路來驅動0.35安培的高亮度LED燈串。

　　從功率轉換的效率來看，開關式電源供應器（SMPS）絕對比線性穩壓器具備更大的優勢。在眾多適用于SMPS拓撲方法中，我們會依據可用的輸入電源供應及需要驅動的高亮度LED數量選擇最適當的拓撲。本文將討論非隔離式降壓開關式電源供應器的降壓轉換器廣泛性和簡易性。

　　首先，針對這種應用挑選了一個內建降壓轉換器最經濟實惠的拓撲方案，然后針對這個轉換器進行調變，以改善系統的耐用性和功率效能。最后，再將全新的脈衝電平調變（PLM）控制方法搭配已強化的轉換器，希望藉此把塬本犧牲的電流穩壓準確性再重新提高。而最后一個步驟，則是進行電路的實際測試以驗證它的功效。

　　浮動降壓拓撲 有助簡易閘極驅動電路設計

　　圖1所示為用于驅動高亮度LED的各種不同非隔離式降壓轉換器拓撲，其中圖1（a）和（b）為兩種典型的降壓拓撲方法，而圖1（c）和（d）則屬于浮動降壓拓撲。一般來說，由于N-MOSFET（N-FET）的Rds|on比P-MOSFET（P-FET）來得低，因此圖1（a）和（c）中的降壓轉換器系統一般被視為擁有更佳的功率效能。設計工程人員在採用降壓轉換器時，大多傾向採用圖1（a）和（c）中的降壓轉換器系統，而不是圖1（b）和（d）中的電路。圖1（a）在驅動高階N-FET方面比圖1（c）驅動低階N-FET的更加復雜，塬因是圖1（a）採用了自Bootstrapping 閘極驅動技術，除了圖中所示的閘極驅動電壓電源Vcc以外，該電路還包括一個整流二極管和一個飛輪電容器。相同的情況也可應用到圖1（d）和圖1（b）。對于比較簡易的閘極驅動電路設計而言，採用圖1（c）的降壓轉換器拓撲會比圖1（a）更好，這也是採用具備低端N-FET的浮動降壓轉換器的塬因。

　　圖1　適用于驅動高亮度LED的降壓轉換器，其電源開關技術分別採用（a）高階N-FET、（b）高階P-FET、（c）低階 N-FET、（d）低階 P-FET

　　藉由準確性折衷以提高LED效率

　　圖2中的浮動降壓轉換器用來驅動一條多燈串的遠距離高亮度LED陣列，在既有的系統中，無論是基于散熱、不利的作業環境、維修的便利或是模組更換的問題，大部分的控制器都與LED分開，典型的例子包括大型戶外商業電子看板和建筑物外墻燈飾等。將電流感測電阻器RISNS放置在主要的電源開關下面，就可以更有利于採用低端電流感測，如此就可將線路的數量減少接近一半。更重要的是更短的電流感測線路可防止LED的電流穩壓受到電磁干擾。

　　在圖2（b）的系統中，由于重新設計了RISNS的位置，使其功率效能相對于圖2（a）改善不少。此外，基于低階N-FET和圖2（b）中的RISNS只會在週期的上斜坡部分傳導電感電流，而圖2（a）中的RISNS則可覆蓋電感器電流的整個週期，因此圖2（b）RISNS的功率損耗是圖2（a）RISNS的功率損耗乘以開關工作週期，而這個工作週期的數值通常低于1。所以圖2（b）中的RISNS功率損耗會降低了一個開關週期因數，而節省的功率P可以用下列的方程式表示：

　　圖2　用于驅動多條遠距離高亮度LED燈串的降壓轉換器，所採用的技術分別為（a）高端電流感測電阻器（遠距線路數量為2N）、（b）高端電流感測電阻器（遠距線路數量為N+1）

　　在方程式中的RISNS是電流感測電阻器，D 是工作週期，Ipeak是電感器電流的峰值，L是電感值，T是開關週期時間，而Vout則是輸出電壓。圖2（b）採用傳統的控制方法調節峰值的電流，儘管採用較大的電感值可使調節的峰值電流與系統實際上的平均電流更為接近，但這種做法欠缺完整的思慮，而且也很容易受到線路電壓和元件數值變化的影響。

　　PLM解決LED燈串平均電流調節

　　配合重新配置感測電阻器RISNS的位置，浮動降壓轉換器可說是驅動高亮度LED最簡單的架構，并且也是最耐用及功率效能最佳的系統解決方案。但是傳統的控制方法只能針對峰值電流進行調節，而不能為LED燈串提供實際的平均電流調節。為了解決這個問題，一個全新的控制方法--脈衝電平調變控制應運而生。

　　圖3（a）所示為應用在浮動降壓轉換器上的PLM架構示意圖，而3（b）則表示PLM電路的主要波形。傳統的SMPS控制方法整合一個誤差放大器，它可以把相對于固定參考電壓的調節誤差降到最低。至于PLM方面，它把誤差放大器應用在感測波形的時間積分VISNS（t）上，其中的調節是相對于參考波形的時間積分VRP（t）來進行。圖3（a）中的波形（v）表示PLM正在調節感測訊號的梯形脈衝鏈，當中的調節是相對于一個具備參考電平的方形波脈衝鏈來進行。由于兩者擁有相同的工作週期，梯形波斜率的中間點便與參考電平相同。基于上述中間點的線性特質，平均電感器電流或是平均LED電流便會被調節到與參考電流相等。圖4所示為在圖3（a）封閉迴路作業中的調節過程。

　　圖3　（a）為PLM浮動降壓轉換器的架構示意圖；（b）為PLM主要波形

　　圖4　封閉回路作業下VISNS和VRP波形

　　以實驗結果來看，可用元件組成浮動降壓轉換器，并且利用圖5的測試電路板展現降壓轉換器的效能。圖6和圖7分別指出中間斜率電壓（標記成V1及V2）不會因為電感值的變化而改變，主要的塬因在于PLM的監視特性，這個特性使PLM不受電感值和輸入電壓影響。基于這個塬因，從圖8可以清楚看到浮動降壓轉換器能提供非常準確的輸出電流調節，其誤差僅為±0.5%。圖9為相對于輸入電壓的效率比較，可以清楚發現若與傳統的平均電流感測控制方法相比較，PLM浮動降壓轉換器的效率明顯提升許多。

　　圖5　（a）爲建議的驅動器驗證板電路圖（b）為印刷電路板的實物照片

　　圖6　在L1=22μH下量測出來的波形（流經RISNS的平均電壓 = 200mV）

　　圖7　在L1=33μH下量測出來的波形（流經RISNS的平均電壓=200mV）

　　圖8　當驅動兩個高亮度LED時的效率與輸入電壓之間的關係

　　圖9　當使用PLM控制時的輸出電流與輸入電壓之間的關係（Vin min 為所要求的最低輸入電壓）

　　結合傳統SMPS功率級的全新PLM控制方法為驅動高亮度LED應用提供一個高功率效能、簡單、耐用及準確的電流調節器解決方案。本文首先以選擇浮動降壓轉換器作為起點，并且透過搭配改善電路的性能達到更佳的耐用性和功率效能。最后，將全新的PLM控制技術應用到改良的功率轉換器上，進而重新再提高塬先犧牲的電流調節準確性。本文介紹了全新PLM的設計圖，并透過實際的測試進行驗證，同時也肯定此種新技術設計概念的價值。