隨著前沿的DSP、FPGA和CPU工作在越來越低的供電電壓、并消耗更大的電流，選擇PWM控制器變得并不那么容易了。低于1V的電壓變得非常普遍，而中間總線電壓基本保持不變，在有的具體應(yīng)用中甚至有所增加。系統(tǒng)頻率也在穩(wěn)步增加，以支持更小的電感和電容（L&C）濾波。去年的500kHz到今年變成了1MHz。

　　在要求更低輸出電壓的高電壓應(yīng)用中，電源設(shè)計師一般依賴于會增加系統(tǒng)成本的模塊，或者會增加解決方案外形尺寸和復(fù)雜性的兩級直流/直流解決方案。本文重點介紹了影響窄導(dǎo)通時間負(fù)載點（POL）轉(zhuǎn)換的趨勢，并與常用的電流模式控制架構(gòu)進(jìn)行了比較。文章討論了具有自適應(yīng)斜率補償功能的混合谷值電流模式 （VCM）架構(gòu)，包括在一種新型60V同步降壓控制器中的使用，這種控制器能夠在寬范圍的Vin和Vout組合條件和低占空比條件下提供穩(wěn)定的工作，因此可以實現(xiàn)從48V到1V負(fù)載點的直接步降轉(zhuǎn)換。

　　對窄導(dǎo)通時間負(fù)載點轉(zhuǎn)換的需求

　　降壓轉(zhuǎn)換器是使用最廣泛的一種電源拓?fù)洌罱陌l(fā)展趨勢表明，下一代開關(guān)控制器必須能夠在非常小的占空比條件下提供穩(wěn)定高效的工作。雖然電流模式控制方法與電壓模式控制相比具有許多優(yōu)勢，但也存在取決于應(yīng)用要求的一些自身限制，特別是在占空比限制方面。

　　一般來說，電信和工業(yè)應(yīng)用中的供電系統(tǒng)都是采用多級轉(zhuǎn)換電路。還有一種連續(xù)供電系統(tǒng)，其負(fù)載點輸入電壓隨著時間變化會從3.3V變到5V再到12V。隨著電源要求的提高，12V電源軌的使用如今很常見，而3.3V電源軌的使用則越來越少。向更高輸入電壓發(fā)展的這一趨勢部分原因是更大的電流導(dǎo)致低壓電路 中發(fā)生的I2R（電流到電阻）功率損失和相關(guān)問題。

　　最近這一趨勢還在向更高電壓發(fā)展，比如用于工業(yè)應(yīng)用的24V~42V，用于電信的48V。持續(xù)的技術(shù)進(jìn)步已使得控制窄脈沖成為可能。與此同時，新的研究表明，更高的輸入電壓可以實現(xiàn)更高的總體效率、更低的系統(tǒng)成本，并通過降低分布路徑的溫度提高系統(tǒng)可靠性。

　　驅(qū)動PWM窄脈沖要求的另外一個因素是對更高開關(guān)頻率的需求，這將導(dǎo)致更高的功率密度。電源在1MHz開關(guān)頻率工作已經(jīng)很常見。事實上，在汽車信息娛樂應(yīng)用中，為了避開調(diào)幅頻段，這個開關(guān)頻率需要超過1.8MHz。1MHz時實現(xiàn)12V至1V電源轉(zhuǎn)換仍需要產(chǎn)生83ns的脈沖。

　　低占空比工作的局限

　　理想的降壓轉(zhuǎn)換器可以產(chǎn)生低于Vin的任何電壓，甚至到0V，然而在實際應(yīng)用中存在許多限制，比如參考電壓、內(nèi)部或外部電路損耗，以及更重要的用于產(chǎn)生控制信號的調(diào)制器類型。對于一個特定的輸入電壓來說，參考電壓是阻止控制器覆蓋從0%到100%整個范圍的最明顯的限制因素。最明顯的是參考電壓：

　　這個公式表明，輸出可以調(diào)節(jié)到Vref電壓以下。獲得最小Vout的第二個主要限制因素是控制器的最短導(dǎo)通時間。對于一個給定的輸入電壓（Vin）而言，最小的Vout可以表示為：

　　針對給定的開關(guān)頻率（Fs），上側(cè)MOSFET的導(dǎo)通時間等于：

　　控制器使用的控制方法大部分用于驅(qū)動它能控制的最小導(dǎo)通時間。在柵極驅(qū)動電路內(nèi)部的一些有意延時，比如消隱時間，也會影響最小導(dǎo)通時間。在典型的電流模式 PWM控制器中，PWM脈沖的大小取決于誤差放大器的輸出和電感電流信號，如圖1所示。電流環(huán)路檢測電感電流信號，并與VCOMP參考值進(jìn)行比較，比較結(jié)果用于調(diào)制PWM脈沖寬度。由于電流環(huán)路會強制電感的峰或谷電流跟隨電壓誤差放大器輸出，因此電感在電壓控制環(huán)路中不會出現(xiàn)。對電壓環(huán)路來說，雙極點LC 濾波器將變成單電容極點結(jié)構(gòu)。簡單的2類補償足以穩(wěn)定電壓環(huán)路。

　　適合窄導(dǎo)通時間工作的調(diào)制器

　　峰值電流模式控制是最常用的架構(gòu)之一，雖然它很好理解，可以提供具有諸多優(yōu)勢的可靠控制技術(shù)，但當(dāng)要求窄導(dǎo)通時間工作時會呈現(xiàn)顯著的缺點。在峰值電流模式，電感電流信息是在上側(cè)MOSFET上檢測到的。圖2顯示了上側(cè)和下側(cè)MOSFET中與PWM信號有關(guān)的典型電流波形。上側(cè)MOSFET的導(dǎo)通事件會由于導(dǎo)通環(huán)路中的MOSFET內(nèi)外存在不同寄生參數(shù)而產(chǎn)生顯著的振鈴現(xiàn)象。這種振鈴會向控制電路發(fā)送錯誤信號，并錯誤地終止PWM信號。

　　為了解決這個問題，峰值電流模式開關(guān)控制器在檢測電感電流之前會使用消隱時間忽略這個初始振鈴。一般設(shè)置的消隱時間是150ns到250ns。這個消隱時間要求不允許峰值電流模式控制器調(diào)節(jié)非常窄導(dǎo)通時間的電源轉(zhuǎn)換。在600kHz頻率時，即使是12V到1V的電源轉(zhuǎn)換也很難調(diào)節(jié)，這個頻率相當(dāng)于不到 140ns的最小導(dǎo)通時間。

　　谷值電流模式控制

　　另外一種方法是谷值電流模式控制，它能很容易地克服峰值電流模式控制下的消隱時間缺陷。在谷值電流模式控制下，電感電流信號的檢測是在上側(cè)MOSFET的關(guān)斷期間進(jìn)行的，從而避免了上側(cè)MOSFET出現(xiàn)振鈴。這種方法解決了控制很窄導(dǎo)通時間PWM脈沖的問題。不過谷值電流模式也有自身的一些局限。

　　圖2：降壓轉(zhuǎn)換器波形展示了電流模式控制之架構(gòu)中的信號檢測位置。

　　谷值電流模式控制有兩個主要問題，即子諧波振蕩和不良的線性調(diào)整率。子諧波振蕩是任何電流模式控制方案中 共有的問題。它在峰值電流模式控制中也會發(fā)生，不過都是發(fā)生在超過50%占空比的時候。對于谷值電流模式來說情況恰恰相反。

　　電流模式控制器（不管是峰模式還是谷模式）中的子諧波振蕩可以用斜率補償加以避免。然而，固定式斜率補償無法應(yīng)付所有占空比和電感。如果占空比遠(yuǎn)離斜率補償設(shè)計中使用的設(shè)定值，子諧波振蕩問題還會發(fā)生。

　　峰值電流模式控制

　　另外一種方法是仿真式峰值電流模式控制，它是峰值電流模式的一種變種，可以規(guī)避消隱時間限制。通過測量低側(cè)MOSFET上的谷電流信息，這種方法可以克服上側(cè)MOSFET的振鈴。這個谷電流信息隨后就可以用來仿真電感上沖，進(jìn)而獲得峰電流信息。

　　與峰值電流模式控制中的一樣，仿真式峰值電流模式也存在子諧波振蕩問題，需要進(jìn)行斜率補償。這個斜率補償來源于仿真的峰電流信號。雖然仿真式峰值電流模式設(shè)計兼具蜂電流模式和谷值電流模式控制方法的好處，但它也有缺點，主要因為控制環(huán)路中缺少電感信息。

　　兼具兩種模式的優(yōu)點

　　帶自適應(yīng)斜率補償功能的谷值電流模式是克服傳統(tǒng)谷值電流模式控制缺點的一種方法。經(jīng)過優(yōu)化的自適應(yīng)斜率補償電路可以在所有占空比條件下防止出現(xiàn)子諧波振蕩。這種自適應(yīng)補償和低占空比工作的固有能力使得采用這種架構(gòu)的控制器可以工作在很高的開關(guān)頻率。

　　Intersil公司的ISL8117降壓控制器采用的就是一種谷值電流模式控制，它具有低側(cè)MOSFSET Rdson、谷值電流檢測和自適應(yīng)斜率補償功能。如圖3所示，ISL8117的斜波信號能夠適應(yīng)施加的輸入電壓，從而有效地提高線路調(diào)整率。其獨特的谷值電流模式實現(xiàn)和優(yōu)化的斜率補償功能克服了傳統(tǒng)谷值電流模式控制器的缺點。ISL8117獨特的控制技術(shù)使得它支持很寬范圍的輸入輸出電壓。事實上，ISL8117是電壓模式控制和電流模式控制的一種混合方式，同時擁有兩種調(diào)制架構(gòu)的優(yōu)點。

　　ISL8117可以在4.5V至60V范圍內(nèi)的任何電壓下工作，它的輸出可以在0.6V至54V之間調(diào)節(jié)。它具有100kHz至2000kHz的可調(diào)頻率范圍，可以產(chǎn)生最短40ns的導(dǎo)通時間（典型值）。在40ns最短導(dǎo)通時間時，該控制器可以1.5MHz頻率下從12V總線產(chǎn)生1V輸出。它還能在更低的頻率下從48V電源產(chǎn)生1V供給。圖4顯示了從穩(wěn)定的48V到1.2V的瞬時轉(zhuǎn)換。在容易受到特定開關(guān)頻率噪聲影響的系統(tǒng)中，ISL8117可以同步到任何外部的頻率源，以減少輻射的系統(tǒng)噪聲和拍頻噪聲。

　　圖3：ISL8117的內(nèi)部控制框圖。

　　圖4：穩(wěn)定的48v到1.2v轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生的OA至6A、6A至OA的瞬時響應(yīng)。

　　借助這種同步降壓控制器，工程師只需包括MOSFET和無源器件在內(nèi)的10個元件就能設(shè)計出一個完整的直流/直流轉(zhuǎn)換解決方案，并能取得98%的轉(zhuǎn)換效率和1.5%的輸出電壓精度。如圖5所示，ISL8117的低引腳數(shù)量和版圖友好的引腳架構(gòu)還能最大限度地減少交叉走線的數(shù)量，進(jìn)一步提高電源性能。

　　圖5：ISL8117的典型應(yīng)用。

　　本文小結(jié)

　　每種調(diào)制控制模式都有自身的一些局限性，但最近的創(chuàng)新成果，比如具有混合谷值電流模式和自適應(yīng)斜率補償功能的ISL8117 60V降壓控制器，可以用來更加靈活更加方便地設(shè)計電源解決方案。ISL8117可以幫助系統(tǒng)設(shè)計師去除中間轉(zhuǎn)換級電路，用更小的體積取得更高的功效，同時降低系統(tǒng)成本，提高產(chǎn)品的可靠性。