航空配電系統(tǒng)所用115V／400Hz電源一般是由直流逆變所得，主要供軍用飛機、雷達等設備使用。逆變電源中的能量轉換過程是，直流電通過逆變電路變換成高頻脈沖電壓，經(jīng)濾波電路形成正弦波。近來，高頻鏈逆變技術引起了人們越來越濃的研究興趣。高頻鏈逆變技術用高頻變壓器來代替?zhèn)鹘y(tǒng)逆變器中笨重的工頻變壓器，大大減小了逆變器的體積和重量。高頻鏈逆變技術是由Mr.Espelage于1977年提出的，它與常規(guī)的逆變技術最大的不同在于利用高頻變壓器實現(xiàn)了輸入與輸出的電氣隔離，減小了變壓器的體積和重量。

傳統(tǒng)的高頻鏈逆變器由常規(guī)數(shù)字電路構成，存在設計復雜、抗干擾能力差等缺點。為了解決該問題，本文采用復雜可編程邏輯器件（CPLD）來實現(xiàn)控制電路的設計。CPLD是在PAL、CAL的基礎上發(fā)展起來的陣列型PLD，具有高密度、高速度的優(yōu)點。本系統(tǒng)采用的是Altera公司MAX7000S系列的EPM7128SLC84-6可編程器件，該器件采用第二代多陣列矩陣結構，工作電壓為5V，支持系統(tǒng)編程，工作頻率可達151．5 MHz，具有128個宏單元，每個宏單元中的可編程擴展乘積項可達32個，具有可編程加密位，可對芯片內的設計加密。

1 高頻鏈逆變電源主電路結構

傳統(tǒng)帶隔離變壓器的逆變電源由高頻逆變器、整流器、PWM逆變器和輸出濾波器組成，需要3級功率變換，存在通態(tài)損耗高，且只能單相功率傳輸?shù)热秉c。

圖1所示為雙向電壓源高頻鏈逆變器的原理圖，該方案是目前實現(xiàn)雙向傳輸功率的常用方案。前級電路由全橋移相控制電路和高頻變壓器組成，后級電路采用周波變換的交交變頻器。高頻鏈逆變器采用直流一高頻交流一低頻交流的電路拓撲，全橋移相控制電路通過軟開關ZVS方式將直流電壓斬波成不含低頻成分的高頻脈沖，通過高頻變壓器送入周波變換器，后者通過PDM方式將高頻交流脈沖恢復為正弦脈寬調制波（SPWM），經(jīng)過低通濾波器輸出光滑的正弦波信號。因為該逆變器只有二級功率變換環(huán)節(jié)，并且可以做到兩級的軟開關控制，開關頻率很高（100kHz），所以效率較高，體積較正弦脈寬脈位調制（SPWPM）方式的逆變器要小。

2 控制電路及控制策略

前級的移相變換器采用目前應用最廣泛的軟開關電路——移相全橋型零電壓電路（ZVS），其原理是利用變壓器漏感LIK和功率管輸出電容Gi諧振，漏感儲能在向Gi釋放過程中，使Ci電壓逐步下降到零，體二極管Di開通，創(chuàng)造了開關管的ZVS條件。為了改變占空比D，實現(xiàn)調壓控制，采用了移相技術。每個橋臂的兩個開關管成互補導通，兩個橋臂的導通角相差一個相位，即移相角，通過調節(jié)移相角的大小來調節(jié)輸出電壓。S1和S2分別超前于S3和S4一個相位，稱S1和S2組成的橋臂為超前橋臂，S3和S4組成的橋臂則為滯后橋臂。通過改變開關管控制策略，使其中一個開關管先關斷，一次繞組與諧振電容配合，并產(chǎn)生可控的dr／df。漏電感和功率MOSFET的輸出電容構成了諧振網(wǎng)絡，同時實現(xiàn)了ZVS控制。系統(tǒng)的脈沖工作時序如圖2所示，經(jīng)過全橋移相變換器的高頻逆變，輸出100kHz相鄰脈沖互為反極性的SPWPM（正弦脈寬脈位調制）波，該波形含有SPWM波的全部信息，但不含400Hz調制波的基波成分，因而可以利用高頻變壓器進行耦合傳輸。后級的交交周波變換器采用脈沖密度調制方式，將高頻交流SPWPM波調制常規(guī)的SPWM波，其原理是輸出的電壓波形是由輸入的高頻離散半周期脈沖數(shù)目或密度“拼湊”合成。將得到的·400Hz SPWM波通過LC濾波，則輸出光滑的115V／400Hz的正弦波。

3 CPLD）脈沖觸發(fā)系統(tǒng)工作原理

整個系統(tǒng)采用閉環(huán)控制，控制算法上采用重復控制技術。通過DSP實現(xiàn)控制算法的調節(jié)，CPLD實現(xiàn)驅動信號的時序和邏輯控制。

系統(tǒng)整體電路框圖如圖3所示，控制電路包括DSP和CPLD兩部分，輸出電壓反饋給控制電路，控制電路根據(jù)給定輸入，相應調整前端逆變電路和后端周波變換電路的觸發(fā)脈沖。逆變的移相控制電路的實現(xiàn)方法相對簡單，圖4是移相控制電路的實現(xiàn)方法，其中Ve為鋸齒波載波信號，Vml和Vm2為調制信號。當載波信號高于調制信號時，輸出高電平；當載波信號低于調制信號時，輸出低電平。由于移相控制的開關頻率固定，且輸出信號占空比為50％，因此將V1-和V2信號的上升沿作為觸發(fā)信號，進行二分頻，則可以獲得開關管S1和S4的驅動信號vgs1和vgs4，通過互補關系可以獲得S2和S3的驅動信號vgs2和vgs3。本部分的功能通過CPLD來實現(xiàn)，由Verliog編程獲得。

在電壓型高頻逆變電路中，周波變換器的換流問題成為研究的難點和關鍵。原因是如果強行關斷功率管以實現(xiàn)換流，會在濾波電感中產(chǎn)生反向電動勢。周波變換器電路PDM控制方式觸發(fā)脈沖的產(chǎn)生是研究的重點。用傳統(tǒng)的方法實現(xiàn)同步較困難，一般采用CPLD進行同步設計，其中的數(shù)字電路可以確保實現(xiàn)精確的同步控制。其控制邏輯框圖如圖5所示。圖中同步信號由移相控制信號開環(huán)合成，vgs1表示超前橋臂S1開關的控制信號，延遲a1角，進行異或是為了得到與S1同步的二倍頻信號S1，″，再延遲a2角獲得Vk1，它作為D觸發(fā)器的時鐘信號，將常規(guī)SPWM波轉化為軟化PWM波，Vk1二分頻獲得vgs1信號，它決定了雙向開關切換時刻。

4 系統(tǒng)邏輯與時序功能驗證實驗

在本系統(tǒng)中，CPLD開發(fā)環(huán)境是MAXPLUSII，用Verliog對硬件進行編程。圖6為時序仿真波形，其中CLK是CPLD系統(tǒng)時鐘，vgs1是作為前端逆變電路和后端周波變換電路的同步信號，vgs1′是延遲a1角的信號，vgs1″是vgs1′與vgs1′異或得到的，它作為D觸發(fā)器的時鐘信號，PWM是軟化同步后的調制信號，vgs11是S11開關管的觸發(fā)脈沖。其中vgs1和vgs1″不作為輸出信號要求輸出，只是為仿真調試方便列出。

采用上述主電路結構和控制方式，研制了輸出功率350W，輸出頻率400Hz，輸出電壓115V，開關頻率100kHz的原理樣機。圖7給出的是前端移相全橋的輸出波形，測試點是高頻變壓器的副邊，波形與原理波形一致。因為高頻變壓器漏感的緣故，開通瞬間存在振蕩電壓尖峰。

圖8是逆變器的輸出波形，通過兩級LC濾波，波形諧波畸變很小，滿足指標要求。

5 結語

實現(xiàn)高集成度，高靈活性，具有較高的參考價值。

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