二階互調失真寄生信號問題

　　在直接轉換接收器中，二階互調失真分量 （IM2） 直接落入帶內 （在基帶頻率）。例如：取兩個間隔開 1MHz （分別位于 2140MHz 和 2141MHz） 的相等功率 RF 信號 （f1 和 f2），以及間隔開 10MHz （位于 2130MHz） 的 LO 信號。最終的 IM2 寄生信號將位于 f2 – f1 （即 1MHz）。通過采用外部控制電壓，LTC5585 擁有了在 I 和 Q 通道上進行獨立調節以實現最小 IM2 寄生信號的獨特能力。圖 3 示出了一種用于 IIP2 測量和校準的典型配置。差分基帶輸出采用一個平衡-不平衡變壓器進行組合，而 1MHz IM2 差動頻率分量采用一個低通濾波器來選擇，以防止位于 10MHz 和 11MHz 的強大主音調壓縮頻譜分析儀前端。如果未采用該低通濾波器，則必須在頻譜分析儀上提供 20~30dB 的衰減及長久的平均測量時間以實現上佳的測量。如圖 4 中的輸出頻譜所示，可以預知 IM2 分量將落入帶內 （在 1MHz）。另外，該曲線圖還示出了調節前后的 IM2 分量 —— 通過調節 IP2I 和 IP2Q 引腳上的控制電壓，可使寄生信號電平下降大約 20dB。該調節使 IM2 寄生信號電平下降到低至 -81.37dBc。

　　圖 3：用于 IIP2 校準的測試配置 （采用 1MHz 低通濾波器以選擇 IM2 分量）

　　圖 4：未采用低通濾波器時的輸出頻譜

　　由于擁有這種 IIP2 優化能力，因此可以考慮兩種可行的 IP2 校準策略。一種可以是在工廠里完成并在“設定后便不需再過問” 的校準步驟。在這種場合，每個調節引腳采用一個簡單的微調電位器就足夠了，如圖 3 所示。另一種策略是利用軟件來執行自動閉環校準算法，這使得能夠周期性地對設備進行校準。對于已經在監視其發送器輸出的 DPD 接收器而言，這是小事一樁，因為發送器能輕松地產生兩個測試音。對于主用接收器，這種校準可能需要額外的硬件以將兩個測試音回送至接收器通道。在任何情況下所有這些都可以在一個離線校準周期中完成。這樣的一種方法將需要把那些有可能影響基站性能的實際工作環境因素考慮在內。

　　DC 偏移電壓清零有助于優化 A/D 轉換器動態范圍

　　該芯片還集成了一種相似的調節能力，以清零 I 和 Q 通道的 DC 輸出電壓。當整個信號鏈路采用 DC 耦合時，因內部失配以及 LO 和 RF 輸入泄漏的自混頻所產生的 DC 偏移分量會縮減 ADC 的動態范圍。舉個例子，當一個 10mV 的中等輸出 DC 偏移電壓通過一個 20dB 增益級時，將在 A/D 轉換器的輸入端產生 100mV 的 DC 偏移。對于 12 位 ADC 的 2Vp-p 輸入范圍而言，該 DC 偏移量意味著空間減少了 205 LSB，即實際上導致 ADC 的動態范圍縮小了 0.9dB。

　　為了最大限度地減少 LO 與 RF 輸入之間的泄漏，應謹慎地隔離這兩個信號。在 PCB 布局中，需把這兩個信號的印制線彼此分離以阻止交叉耦合。即使有可量度的泄漏至 RF 端口，LO 信號也將發生自混頻，從而在輸出中形成一個 DC 偏移項。幸運的是，LO 電平常常是恒定的，因此 DC 偏移也是恒定的，而且能輕松地通過調節予以消除。更成問題的是 RF 輸入，它會在一個很寬的信號電平范圍內變化。至 LO 輸入端的任何的信號泄漏都將發生自混頻，并在信號變化時產生一個動態 DC 偏移電壓。這將使解調信號產生失真。因此，保持很少的泄漏將有助于最大限度地抑制 DC 偏移。

　　直接轉換接收器的潛在成本優勢

　　零中頻接收器因其潛在的成本節省優勢而特別引人注目。如上文所述，RF 信號被解調至一個低頻基帶。在較低的頻率下，濾波器的設計變得較為容易。此外，零中頻解調在基帶上還不會產生鏡頻，因而免除了增設一個相對昂貴的 SAW 濾波器之需。或許其中最吸引人的一點是 ADC 采樣速率可以顯著減低。在我們上面所舉的例子中，利用一個雙通道 310Msps ADC （例如：凌力爾特的 LTC2258-14） 即可有效地滿足 150MHz 的 I 和 Q 基帶帶寬，而不必去使用一個貴得多的較高采樣速率 ADC。

　　結論

　　面對無線接收器帶寬的增加與性能的提高，一款新型寬帶正交解調器提供了一種替代方案，可幫助克服其架構缺點并提升接收器的性能水平，同時在成本方面也受到用戶所收接。