使用單輸入分析儀可完成最精確的射頻相位和定時測量。如果利用功率合成器將多個輸入饋送到單輸入分析儀，如圖4所示，對信號進行解調并將符號對準后，得到相對定時及射頻相位測量值。這一方法完全消除了附加設備的影響，測量分辨率分別達到次納秒級和度。

DL2×1 STC（時空碼）或2×2 MIMO

2個發射機 功率合成器 信號分析儀 發射信號通過功率合成器后進行解調，恢復定時和相位關系

圖4：使用單端口輸入的MXA頻譜分析儀和功率合成器進行交叉信道的射頻頻率和相位測量。

須知五：天線配置對信道路徑相關具有顯著影響。

在對接收機進行靜態信道驗證之后，可以使用諸如安捷倫新推出的PXB MIMO接收機測試儀，添加例如步行或車載速度模型的各種衰落，進行進一步驗證。如前所述，信道中包括發射機天線和接收機天線。人們已經投入了大量精力，來研究如何建立天線配置變化對路徑相關影響的模型。

如果只是為了進行證明，可以僅選取一些天線配置，但是如果為了設計或進行更徹底的性能比較，則應當使用更廣泛的方案進行性能評估，這一點非常重要。使用Agilent PXB MIMO接收機測試儀（圖5）可提供用戶所需的靈活配置，并可計算各天線路徑的相關因子。

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圖5：安捷倫的N5106A PXB MIMO接收機測試儀。

須知六：MIMO對載噪比的要求高于SISO。

在特定的信道環境中，信道容量將隨著發射-接收對的數量呈線性增加，因此相對于SISO，MIMO能夠得到更高的頻譜效率。但是這是有代價的。在比較SISO和MIMO的性能時，首先要求所有發射信號具有相同功率。對于采用直接映射的MIMO信號，這相當于要求每個MIMO發射機的載噪比（CNR）至少要提高3dB，以獲得相同的解調性能。如圖6中左側軸的文字所述。

如圖6所示，由于MIMO信道引入了相互耦合，從左至右隨著MIMO信道矩陣條件數的增大，所需的載噪比逐漸提高。矩陣條件數是一個標準的數學概念，表示特定MIMO信道容量的潛在增加。與本文相關的宣傳資料中提供了關于如何計算矩陣條件數的詳細信息。

同相（0°）耦合是MIMO接收機測試的第一步，這一步如同單信道靈敏度測試，它將驗證訓練信號中包含噪聲時信道的恢復狀況。當存在大量耦合時，由于處理精度不足在接收機信道估計時產生大量誤差，將導致接收機性能比預期的下降更快。更進一步的測試是在耦合中增加延遲，即在OFDMA子載波中引入成比例的相位變化。

例如：一個信道條件數為10dB的MIMO信號的CNR要求比SISO信號大約高7dB，才能達到相同的BER。當然，MIMO信號承載2倍于SISO的數據量。

圖6：結果表明MIMO需要比SISO更高的載噪比。

如圖6所示，在Agilent 89600 VSA上顯示呈V字型的EVM軌跡，表示在OFDM信號中的時延。在該實例中，首先調整了信號幅度，確保看到測量噪聲，使得EVM（RCE）值上升。通過圖5下面的中間及右邊兩張軌跡圖可以清楚地看到隨著條件數變差EVM上升的對應關系。

須知七：一個器件的失真將影響到所有耦合碼流。

在直接映射中測量是針對各個發射機輸出端分別進行的，由模擬器件（如放大器或混頻器）產生的失真只會影響到它所處理的這一路碼字（流）。但是，如果數據信號經過預編碼，比如使用LTE中碼本1或碼本2預編碼，所有碼字將共用模擬器件，那么任何一個模擬器件的失真都將影響到所有碼流。

為了產生圖7中的測量結果，可對一個MIMO信號使用LTE碼本1的1，1，1，-1進行預編碼，或者對該信號采用WLAN的空間擴展方式。然后對其中一個接收機放大器的增益進行調整，直到ADC產生限幅。

左列是去除耦合前的兩路信號。此處可以看到由于相關干擾造成的一種非正常的MIMO測量結果。QPSK顯示為一個3×3的星座，被稱之為“星座的星座”。盡管如此，也可以看出，在下面一路信號上，帶有上面那一路信號所沒有的某種失真。

中間一列中兩個信號已經分開，均為QPSK信號，但是需要注意，這兩個信號都帶有失真，而在前面信號中有一個并沒有失真。最后，右邊一列顯示了一組發射分集信號，饋送過程中其中一個發射機有失真。需要注意的一點是，兩個信號顯示都沒有失真。這表明僅僅測量完全解碼的分集信號會掩蓋物理硬件所帶來的問題。

圖7：在左列中可以看到一個信道分量的失真只影響下面的軌跡。中間一列的空間復用信號則顯示兩個數據流都有失真。右列的跡線表明當采用分集技術而不是空間復用時，失真將被消去。

本文小結

對于無線電工程師來說，MIMO是對現有發射技術的有益補充。本文介紹了MIMO運用和測量的關鍵問題，安捷倫設計及測試方案可以幫助您確保接收機和發射機能夠正常工作。