1 引言

混頻器是微波通信、射電天文學、雷達、等離子物理、遙控、遙感、電子對抗，以及許多微波測量系統(tǒng)中至關重要的部件。在現(xiàn)代通信系統(tǒng)中，毫米波頻段通常采用超外差接收機，混頻器作為第一級就成為關鍵部分。由于在毫米波頻段，同頻段高性能的本振源成本高，技術難度大，采用諧波混頻技術是解決此問題的有效途徑，只需射頻頻率1/2、1/4甚至1/8的本振頻率即可實現(xiàn)混頻。

2 諧波混頻器原理

諧波混頻主要是利用二極管的非線性得到本振的n（2，4，6……）次諧波和射頻混頻，再由匹配電路，濾波電路選出所需中頻。通常采用反向并聯(lián)二極管對，它使輸出電路中，射頻信號只與本振的偶次諧波混頻，諧波成分比單管混頻減少一半，而幅度卻比單管大一倍。奇次本振只在管對內(nèi)部，輸出電路中沒有本振的奇次諧波，這樣既簡化了電路，減少了噪聲，同時大大降低了變頻損耗。整體電路原理框圖如下：

圖1 諧波混頻原理框圖

八次諧波混頻器是利用本振的八次諧波與射頻信號混頻得到中頻輸出。由于諧波次數(shù)較高，電路中需要回收的閑散頻率比亞諧波混頻器、四次諧波混頻器都要多很多，對各濾波匹配結構提出了更加嚴格的要求。圖2是只有反向并聯(lián)二極管對，沒有任何濾波匹配結構時的中頻輸出端頻譜。本振頻率12GHz，本振功率12dBm。射頻頻率94GHz，射頻功率-10dBm。中頻頻率為8*LO-RF=2GHz。

圖2 無匹配、濾波時中頻端頻譜

可見，電路中由二極管非線性產(chǎn)生的諧波分量主要包括：

1）本振的奇次諧波（m4~m7）：36GHz、60GHz、84GHz、108GHz等；

2）射頻與偶次本振混頻的諧波（m8~m10）：22GHz、46GHz、70GHz等。

為了回收利用這些諧波分量，降低變頻損耗，在反向并聯(lián)二極管管對左右兩邊各加上兩節(jié)短截線（如圖1）：開路線A對奇次本振都短路，可以回收第一類諧波；短路線D對偶次本振都短路，可以回收第二類諧波（RF≈8LO）；開路線B、C對這些諧波分量也有一定的回收。經(jīng)過仿真，僅僅加上短截線后變頻損耗減少了15dB，具有明顯效果。

3 電路設計及仿真

本設計采用RT/duroid 5880 高頻基片，基片厚0.127mm，介電常數(shù)2.2。二極管選用DMK2308是砷化鎵肖特基反向并聯(lián)二極管管對，它主要應用于20～100GHz，具有低結電容和低串聯(lián)電阻。

3.1 波導－微帶過渡設計

波導－微帶過渡裝置的基本要求：1） 低傳輸損耗和高反射損耗；2） 有足夠的頻帶寬度；3） 便于設計加工。本文選用對脊鰭線過渡結構。

圖3 波導-微帶鮨線過渡

對脊鰭線的兩個金屬鰭按照余弦平方逐漸漸變成微帶線：

這里W（x）是漸變線寬，標準波導BJ900窄邊寬b=1.27mm，50歐姆微帶線寬w=0.38mm，漸變段總長L=6.5mm。

制作在基片正反面的兩個漸變鰭線構成了一圓弧形諧振區(qū)，諧振區(qū)內(nèi)的金屬塊用來抑制諧振，確保衰減極點偏離有用頻帶。調(diào)整諧振區(qū)長度，使衰減極點落在84GHz（本振7次諧波），這樣既使衰減諧振極點避開設計頻段90GHz～100GHz，同時還抑制了本振的7次諧波。對脊鰭線上下兩邊間斷的通孔條帶用來支撐基片，并能阻斷縱向電流的傳播，從而降低損耗。插入損耗的仿真結果如下：

圖4 波導－微帶過渡

由圖衰減極點落在84GHz，在90GHz～100GHz范圍內(nèi)，插入損耗小于0.2dB，實現(xiàn)了射頻信號由波導到微帶的過渡。

3.2 射頻帶通濾波器設計

對于射頻輸入端，要求通過射頻信號90GHz～100GHz，中心頻率94Ghz。主要抑制中頻2GHz，本振12GHz，本振奇次諧波36GHz、60GHz、84GHz、108GHz等，射頻與偶次本振的諧波22GHz、46GHz、70GHz等。

常用的平行耦合帶通濾波器通帶窄、帶內(nèi)損耗大。若要展寬通帶，需要增加耦合階數(shù)，而這又增加了通帶內(nèi)插入損耗。優(yōu)化的三階平行耦合帶通濾波器在90GHz～100GHz范圍內(nèi)插入損耗達到2～8dB，已不滿足設計要求。

這里對平行耦合帶通濾波器進行改進，如圖5。耦合線由橫向伸展改為縱向伸展，既增加了平行線相互之間的耦合，減小了通帶內(nèi)的插入損耗，同時還使濾波器結構更加的緊湊，減小了尺寸，降低對尺寸加工誤差敏感度。

圖5 改進型帶通濾波器結構圖

通過仿真，耦合線寬越細、耦合縫隙越小，則通帶頻帶越低，通帶插入損耗越小，考慮到現(xiàn)有加工精度，耦合線寬和耦合縫隙都取0.15mm。耦合線越長，則通帶頻帶也越低，通帶插入損耗越小，為通過90GHz～100GHz，耦合線長取0.54mm。仿真結果如下：

圖6 射頻帶通濾波器仿真結果

90GHz～100GHz范圍內(nèi)通帶插入損耗小于2dB，比平行耦合濾波器有很大改善。

3.3 中頻低通濾波器設計

對于中頻輸出端，要求通過中頻2GHz。主要抑制本振12GHz，射頻94GHz，本振奇次諧波36GHz、60GHz、84GHz、108GHz等，射頻與偶次本振的諧波22GHz、46GHz、70GHz等。傳統(tǒng)的開路短截線低通濾波器和階躍阻抗低通濾波器阻帶窄，寄生通帶多，幾乎無法達到本文設計要求。這里采用缺陷地結構（DGS，Defected Ground Structure），通過在接地板上刻蝕缺陷的圖形，增加傳輸線等效分布電容和分布電感，設計出一種通帶平坦、阻帶超寬、結構緊湊、性能優(yōu)良的DGS低通濾波器。整個結構15.4mm*5mm。

圖7 DGS低通濾波器結構圖

HFSS全波仿真結果如下：

圖8 中頻低通濾波器仿真結果

可見，它通帶帶寬有6GHz，帶內(nèi)回波損耗大于20dB。對10GHz以后的頻率都有20dB以上的衰減，抑制了本振、射頻以及其它各閑散頻率，很好的實現(xiàn)了本文中頻低通濾波器的設計要求。

3.4 本振低通濾波器設計

對本振輸入端，應該通過本振12GHz，阻止射頻94GHz，本振奇次諧波36GHz、60GHz、84GHz、108GHz等，射頻與偶次本振的諧波22GHz、46GHz、70GHz等。這里采用緊湊微波諧振單元（CMRC）低通濾波器，如圖9：

圖9 CMRC低通濾波器結構圖

圖中，多根水平細微帶線增加了電路的等效電感，其相互之間縫隙耦合增加了傳輸線的等效電容，使得整個結構具有慢波特性，而且這些各種不同的電容電感產(chǎn)生了多個傳輸零點，使得電路又具有寬阻帶的效果。整個電路結構緊湊，尺寸小，只有6.4mm*1.8mm，對尺寸加工誤差不敏感。仿真結果如下：

圖10 CMRC低通濾波器仿真結果

它對本振信號只有0.36dB的損耗，對本振的三、五、七、九次諧波和射頻信號都有20dB以上的抑制。

4 整體電路設計

最后，結合HFSS和ADS，優(yōu)化設計整體電路，仿真得變頻損耗隨射頻輸入頻率變化結果如圖11：

圖11 W波段八次諧波混頻器變頻損耗

由圖，30dB以下變頻損耗帶寬約為92.5GHz～99GHz，最低變頻損耗為24.1dB。

5 總結

本文介紹了諧波混頻器的基本原理，分析八次諧波混頻器非線性電路中的閑散頻率，據(jù)此分別設計了寬帶波導-微帶鰭線過渡、改進型低損耗帶通濾波器，超寬阻帶DGS低通濾波器，CMRC慢波結構濾波器，得到一種性能良好的W波段八次諧波混頻器。本振12GHz固定不變，射頻信號在92.5～99GHz變化時，變頻損耗都小于30dB，最低變頻損耗24.1dB。實驗研究工作正在進行中。