直接變頻架構(gòu)促使著寬帶無線電支持第三代(3G)和第四代(4G)無線網(wǎng)絡中的多模式和多標準要求，隨之要求能夠處理全球400 MHz 至 4 GHz 范圍內(nèi)的信號，因而基礎設施和移動設備開發(fā)商尋求系統(tǒng)器件達到新的性能水平。幸運的是，隨著硅鍺(SiGe)和 CMOS 半導體工藝的不斷改進，集成度得以提高，同時功耗有所下降。利用直接變頻架構(gòu)，無線電設計人員還能夠?qū)崿F(xiàn)較寬的設計頻率范圍，并可在單個硬件平臺上調(diào)整帶寬。與無線基站的傳統(tǒng) IF 采樣接收機方法相比，該架構(gòu)具有許多優(yōu)點，并結(jié)合平衡防阻塞的 RF 解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)技術(shù)的優(yōu)勢，利用自適應性校正技術(shù)來處理殘余信號損壞。  

3G 長期演進(LTE)無線通信標準支持 1.4 至 20 MHz 范圍內(nèi)的各種通道帶寬。無論設備支持僅 LTE 載波，還是 3G (WCDMA)或 LTE (OFDM)混合載波，通常要求采用的最低帶寬是 20 MHz。由于帶寬范圍很寬，因此可以接收多個相鄰或非相鄰載波。例如，20MHz 帶寬內(nèi)可容納多達四個相鄰 WCDMA 信號。

對于寬帶接收機設計，所面臨的挑戰(zhàn)是如何在存在高干擾信號的情況下解調(diào)低電平、高數(shù)據(jù)速率信號。根據(jù)定義，多載波RF 接收機不具備模擬通道選擇性，而無用阻塞信號未經(jīng)衰減就會抵達 ADC，這就要求接收機構(gòu)建模塊（尤其是 ADC）具有高動態(tài)范圍。例如，3G LTE 阻塞要求則需要比所需信號高60 dB 的窄帶阻塞。因此，多載波接收機應當具有高輸入 1dB壓縮點、高分辨率 ADC 和某種形式的自動增益控制(AGC)，將阻塞信號電平維持在 ADC 的滿量程(FS)電平以下。

而且必須在可接受的接收機靈敏度下，實現(xiàn)這種對阻塞信號的抗擾度。設計用于支持 3G LTE 標準的基站接收機必須具備優(yōu)于 5 dB 的噪聲系數(shù)(NF)。為了完全達到這種性能水平，下變頻混頻器或解調(diào)器一般前置一些低噪聲放大器(LNA)級。根據(jù)以下 Friis 等式，前端增益可幫助改善整體 NF：

NFtotal=NFLNAs+(NFdemod-1)/GLNAs+[NFADC-1/(GLNAsGdemod)] (1)不過，由于天線處的強阻塞信號會導致接收機發(fā)生飽和，因此不能隨意設置高前端增益。此外，在高電平阻塞的交調(diào)產(chǎn)物處于所需信號帶寬范圍內(nèi)時，如果增益過高，則會導致線性度下降，并影響信號完整性。根據(jù)三階交調(diào)截點(IP3)測量，合適的正交解調(diào)器必須能夠在噪聲系數(shù)和線性度之間達到很好的平衡。

正交解調(diào)器幅度和相位誤差會導致帶內(nèi)鏡像或無用邊帶能量。在多載波接收機中，強帶內(nèi)干擾信號可能會與接收機靈敏度水平的調(diào)制載波相鄰。為了使接收機獲得良好性能，在基帶解調(diào)過程中維持適當?shù)姆群拖辔黄胶庵陵P重要。鏡像抑制要求取決于最強和最弱帶內(nèi)信號之間的差值、解調(diào)所需的信噪比(Eb/No)和其他噪聲貢獻余量。3G LTE標準要求至少 60dB的總鏡像抑制性能。此外，在指定解調(diào)器本振(LO)相位噪聲時，還必須考慮到寬帶接收機中相互混頻這一重要現(xiàn)象。LO相位噪聲會對附近的未濾波阻塞進行調(diào)制，向所需通道中增加Pblocker_dBm - LO_Noise dBc/Hz噪聲。

直接變頻信號鏈（圖 1）可以為 3G和 4G系統(tǒng)提供低成本的接收機解決方案。其架構(gòu)沒有其他接收機復雜，并且無需實中頻采樣架構(gòu)中使用的多個表面聲波(SAW)和分立濾波器。基帶通道濾波器通常采用分立低通設計，可在數(shù)字化處理之前提供帶外阻塞和寬帶噪聲抑制。與超外差或?qū)嵵蓄l采樣架構(gòu)所用的IF濾波器相比，該設計的插入損耗和成本要低得多。借助I/Q解調(diào)器，基帶截止頻率只需為復合調(diào)制信號（以 0 Hz為中心）總信號帶寬的一半。

圖 1.

例如，假定接收機天線處的多載波RF輸入信號是以載波頻率F0為中心的非對稱雙邊帶信號。當LO = F0時，正交解調(diào)器會將實RF信號轉(zhuǎn)換為復數(shù)基帶信號，以差與和頻率LO+/- F0或 0 Hz和 2F0的形式產(chǎn)生實部和虛部。在進行模數(shù)轉(zhuǎn)換之前，低通濾波器會消除和項、信號諧波和噪聲。如果總信號帶寬為Bx，那么濾波器的截止頻率應設置為Fc> Bx/2。

直接變頻方法的另一主要優(yōu)勢是ADC采樣速率要求較低，因為I/Q信號帶寬只是總復數(shù)信號帶寬的一半。如果下變頻信號以直流信號為中心，那么采樣理論要求采樣速率至少為 2(Bx/2)或Bx，該值是IF采樣接收機解調(diào)同一帶寬所需最低采樣速率的一半。對于能夠處理 20MHz的LTE接收機，這相當于各個I/Q通道具有 20 MHz以上的奈奎斯特采樣速率（圖 2）。

圖 2.

盡管存在上述優(yōu)勢，直接變頻無線電設計也并非輕而易舉。I/Q通道上存在任何增益或相位不平衡，或者解調(diào)器電路的相移并非準確的 90 度，將會導致在無用邊帶頻率上產(chǎn)生能量。當此類接收機對 0 Hz（零中頻）周圍所需的多載波信號進行下變頻處理時，所需載波將位于直流信號兩側(cè)（圖 3）。直流信號周圍的載波1鏡像出現(xiàn)在可能存在較弱載波的下一通道上。因此，如果未使用數(shù)字校準，則鏡像抑制性能不佳將會限制接收機靈敏度。此外，抗混疊濾波器組件容差也可能影響整體鏡像抑制性能。直到最近，仍然很難在寬帶寬上獲得可接受水平的增益和相位平衡。借助較新的SiGe工藝技術(shù)，解調(diào)器的有源混頻器單元能夠在頻率高達 6 GHz范圍內(nèi)獲得高品質(zhì)RF性能。