前段時間有朋友咨詢關于射頻開關相關的問題，今天在網站上搜到一份不錯的介紹資料，射頻學堂將其整理成中文分享給大家：Guide to Understanding and Developing an RF Switch Network，是NI的一份關于射頻開關白皮書。

今天我們先來學習一下白皮書第一章的內容：Understanding Key RF Switch Specifications，【射頻學堂】將其作為第一講射頻開關的基礎知識。本節將解釋基本的 RF 開關規格，例如插入損耗、VSWR、特性阻抗和上升時間。

隨著最近用于測試系統開發的射頻開關產品的可用性激增，為您的應用選擇合適的產品變得越來越困難。大多數射頻供應商使用兩個主要規范來描述他們的射頻開關產品——拓撲和帶寬（例如 NI PXI-2594 2.5 GHz 4x1 多路復用器）。雖然這些規格在評估階段確實很重要，但它們并沒有為買家提供足夠的信息來做出明智的購買決定。本教程的目的是向您介紹設計 RF 開關網絡時必須考慮的以下七個重要規范：

特性阻抗

帶寬

拓撲

插入損耗

回波損耗和電壓駐波比 (VSWR)

隔離和串擾

上升時間??

在討論特性阻抗和其他 RF 開關規格之前，首先要了解信號在 DC 電路與 RF 系統中傳播方式之間的區別。在直流電路或傳播信號頻率較低的電路中，信號路徑中電纜上不同點的信號電壓變化很小。在 RF 或高頻信號的情況下，情況并非如此，其中信號的波長與電纜的長度相比非常小，允許信號的多個周期同時通過電纜傳播。

考慮一個例子，其中兩個不同頻率的波（信號）通過 1 m 同軸電纜傳播。第一個信號的頻率為1 MHz，而第二個信號的頻率為1 GHz。為了計算它們的波長，我們將使用以下公式：

式中l為信號波長，f為頻率，VF為電纜速度因子。讓我們假設用于路由兩個信號的同軸電纜是 RG8 類型，已知其速度因子為 0.66。

那么對于

在信號 1 的情況下，同軸電纜的長度與通過它傳播的信號的波長相比非常小。因此，如圖 1 所示，電纜中不同點的信號電位變化可以忽略不計。

對于 f = 1 GHz 的信號 2：

在信號 2 的情況下，同軸電纜的長度比通過它傳播的信號的波長大得多（幾乎 5 倍）。因此，在任何給定時間，信號的多個周期將同時通過電纜。由于它們的波長很小，高頻信號以波的形式通過電纜傳播。因此，此類信號在不同介質之間傳播時會遭受反射和功率損耗（波動理論）。在電路的情況下，當信號（波）通過具有不同特性阻抗的系統組件時，就會發生介質的這種變化。因此，為了最大限度地減少反射和功率損耗，必須使用具有匹配阻抗的合適組件構建 RF 系統。

特征阻抗

特性阻抗是傳輸線參數，由線路的物理結構決定。它還有助于確定傳播信號如何在線路中傳輸或反射。RF 組件的阻抗不是直流電阻，對于傳輸線，可以使用以下公式計算：

在上面的公式中：

Z?0??= 特性阻抗

L??= RF 傳輸線每單位長度的電感，由電流流過導線時在導線周圍形成的磁場引起。

C??= 射頻傳輸線單位長度的電容。這也是兩個導體之間存在的電容

R??= 射頻傳輸線單位長度的直流電阻

G??= 每長度的介電電導

ω = 頻率（弧度/秒）

由于理想電纜沒有電阻或介質泄漏，其特性阻抗可以使用上述公式計算為：

由于射頻系統中的所有組件都必須進行阻抗匹配以最大限度地減少信號損失和反射，因此組件制造商專門設計了他們的設備，使其具有 50 或 75 Ω 的特征阻抗。50 Ω RF 系統構成了 RF 市場的大部分，包括大多數通信系統。75 Ω RF 系統數量較少，主要用于視頻 RF 系統。工程師確保電纜和連接器等部件以及可能駐留在測試系統中的其他儀器都是阻抗匹配的，這一點至關重要。

插入損耗

如果信號傳輸的傳輸線長度大于其自身波長的 0.01，則信號中會出現顯著的功率損耗。開關模塊的“插入損耗”規格是這種功率損耗和信號衰減的量度。開關模塊在特定頻率下的插入損耗可用于計算在該頻率下打開信號引起的功率損耗或電壓衰減。

功率損耗計算公式：

電壓衰減計算公式：

要理解插入損耗的概念，請將開關或繼電器視為低通濾波器。現實世界中的每個開關都有一些寄生電容、電感、電阻和電導。這些寄生成分結合在一起會衰減和降級開關用于路由的信號。這些元件引起的功率損耗和電壓衰減隨輸入信號的頻率而變化，可以通過開關模塊在該頻率下的插入損耗規格來量化。因此，確保開關的插入損耗在應用的帶寬要求下是可接受的至關重要。為了理解為什么這很重要，讓我們考慮一個比較兩個開關對于特定 RF 應用的適用性的示例。該應用的要求包括將八個 3 GHz 視頻信號路由到矢量網絡分析儀上的一個通道，衰減小于 30%（插入損耗在 3 GHz 時應小于 3 dB）。考慮的第一個開關是 NI PXI-2557 75 Ω 2.5 GHz 8x1 多路復用器，而第二個是來自另一家 PXI 供應商的 3 GHz 75 Ω 8x1 多路復用器。在初步檢查兩個模塊的更高級別規格后，似乎后者更合適（后者具有更好的帶寬規格）。然而，對這兩種產品進行仔細檢查后發現，這種假設并不成立。下圖顯示了在兩個交換機模塊上收集的從 160 MHz 到 3 GHz 的插入數據。

可以看出，在 3 GHz 時，2.5 GHz 模塊的插入損耗約為 1.78 dB，而 3 GHz 開關的插入損耗接近 5.64 dB。從這些值我們可以計算出兩個模塊造成的后續電壓和功率損耗為：

上表中的值表明，3 GHz 1 V?pp?正弦波在通過 NI PXI-2557 2.5 GHz 75 Ω 多路復用器時會衰減至 0.817 V?pp。當同一信號通過來自其他 PXI 供應商的 3 GHz 75 Ω 多路復用器時，將衰減至 0.522 V pp。由此可以看出，即使替代 PXI 供應商的開關模塊的帶寬規格高于 NI 模塊的帶寬規格，但其引起的凈信號衰減明顯高于 NI PXI-2557 引起的信號衰減。此外，可以肯定地說，在上述 3 GHz 應用的情況下，2.5 GHz NI 開關模塊比其 3 GHz 對應物更適合。

電壓駐波比 (VSWR)

VSWR 是反射波與透射波的比率。如前所述，在較高頻率下，信號在通過傳輸線或電纜時采用波的形式和形狀。出于這個原因，就像在聲波和光波的情況下一樣，當信號穿過不同的介質（例如阻抗不匹配的組件）時會發生反射。在開關模塊中，這種不匹配可能存在于連接器的特性阻抗、PCB 走線和實際繼電器本身之間。因為 VSWR 是反射波功率的量度，它也可用于測量傳輸線中的功率損耗量。當與輸入信號相加時，反射波會增加或減少其凈幅度，這取決于反射與輸入信號是同相還是異相。“駐波”模式中最大（當反射波同相時）與最小（當反射波異相時）電壓的比率稱為 VSWR。要了解如何計算射頻系統中的 VSWR 和回波損耗，讓我們考慮圖 6 中所示的射頻傳輸線。

在圖 6 的電路中，負載的阻抗 (40.5 Ω) 不等于源和傳輸線的阻抗 (50 Ω)。出于這個原因，通過傳輸線傳播的信號的某些部分會從負載反射回來。我們可以使用以下公式測量這種反射：

如您所見，回波損耗是反射信號功率的量度。它也是插入損耗的一個子集。RF 系統中的回波損耗（或反射）越高，其插入損耗就越高。

VSWR 是另一種測量信號反射的方法。它可以計算為：

在上式中，┏?是反射系數，可以使用以下公式計算：

對于圖 6 中的電路，我們計算 VSWR 為：

為了形象化本例中發生的情況，讓我們假設來自 RF 系統的信號是 1 V pp正弦波。由于系統的反射系數為 0.1，我們可以確定反射的幅度為 0.1 x 1 = 0.1 V 或 100 mV。圖 7 顯示了當反射波與輸入信號分別同相和異相 180 度時產生的合成信號的最大和最小幅度。

如前所述，VSWR 是駐波模式中最大電壓與最小電壓的比值。使用這個定義，我們可以從圖 7 中計算出 VSWR 為：

undefined

帶寬

如前所述，射頻開關模塊的帶寬是其主要規格之一。然而，帶寬只能為我們提供給定產品性能的近似值，因為為 RF 開關建立帶寬規范的過程因供應商而異。開關的帶寬僅表示供應商認為可以以可接受的?損耗路由通過它的最大頻率信號。但是，一個供應商可以接受的可能對另一個供應商來說是不可接受的。因此，例如來自供應商 A 的 3 GHz 交換機可能與來自供應商 B 的 3 GHz 交換機具有完全不同的性能指標。

再次考慮由o不同供應商生產的具有相似拓撲和特性阻抗但帶寬規格不同的兩個模塊的示例。第一個模塊 NI PXI-2557，是一個 2.5 GHz 8x1 多路復用器，具有 75 Ω 特性阻抗；來自替代 PXI 供應商的開關是具有 75 Ω 特性阻抗的 3 GHz 8x1 多路復用器。雖然看起來第二個模塊更適合路由 2 到 3 GHz 之間的信號，但圖 3 中收集和顯示的插入損耗數據表明情況并非如此。出于這個原因，NI 模塊的帶寬規范比其對應的模塊要保守得多。，

許多人還認為產品的帶寬是其 -3 dB 帶寬。這種觀點對于數字化儀等儀器是準確的，其中設備的帶寬規格實際上是儀器模擬前端的 -3 dB 點。然而，對于 RF 開關，帶寬和 -3 dB 之間的關系并不總是成立。雖然有些供應商確實將帶寬指定為 -3 dB，但其他供應商則沒有。從圖 8 中的圖表可以看出一個例子，圖中顯示了 NI PXI-2547 在其帶寬 (2.7 GHz) 及其 -3 dB 點 (3.7 GHz) 下的插入損耗。

拓撲

拓撲結構是選擇 RF 開關時要考慮的最重要的特性之一。選擇具有錯誤拓撲結構的開關會對插入損耗和 VSWR 產生相當大的影響。可用于 RF 的兩種主要拓撲類型是多路復用器和單刀雙擲 (SPDT) 繼電器。多路復用器是一種切換系統，可將多個輸入依次路由到一個輸出，反之亦然。SPDT 繼電器是多路復用器的縮小版本。單個 SPDT 繼電器可以將兩個輸入路由到一個輸出，反之亦然。RF 多路復用器通常由多個 SPDT 繼電器組成。

不同的應用需要不同的射頻開關拓撲組合。例如，要對 4 通道被測設備 (DUT) 進行激勵-響應測試，您可以使用帶有兩個獨立 4x1 多路復用組的模塊。另一方面，對于從八個獨立 DUT 的輸出進行分析的測試，具有單個 8x1 組的模塊會更可取。由于市場上有多種射頻開關可供使用，因此了解這些不同拓撲的最佳用途以便為您的應用選擇最佳選擇非常重要。

通過討論構建 7x1 多路復用器的兩種不同方法，圖 9 和 10 中的示例將說明為什么更可取。第一種方法級聯兩個 4x1 多路復用器以構建單個 7x1 多路復用器。這種設置的缺點是它需要來自 DUT 的信號在到達矢量網絡分析儀 (VNA) 之前通過兩個開關模塊（總共四個 SPDT 繼電器）。因此，信號路徑中出現的凈插入損耗現在是系統中每個單獨繼電器和電纜的單獨插入損耗規格的總和。

第二種方法使用固有的 8x1 多路復用器（例如 NI PXI-2547 50 Ω 2.7 GHz 8x1 多路復用器）將七個 DUT 路由到 VNA。這種配置將改善系統插入損耗，不僅因為它減少了信號路徑中的 SPDT 繼電器總數（三個 SPDT 繼電器而不是四個），而且還因為它消除了系統中的額外布線，例如存在于模塊之間的電纜以前的系統。因此，在第二個系統中到達 VNA 的信號質量很可能比第一個系統好得多。

隔離和串擾

隔離度定義為通過開路耦合的信號的幅度。串擾被定義為耦合在電路（例如射頻模塊上的單獨多路復用器組）之間的信號幅度。

上升時間

如果信號是純正弦信號，則開關模塊的帶寬/插入損耗性能足以確定產品是否適合應用。然而，對于具有多個頻率分量的信號，例如方波，這可能并不那么簡單，因為保持此類信號的完整性取決于開關對信號上升時間的影響。由于方波由許多頻率不同的正弦波組成，為了獲得準確的測量結果，開關的帶寬必須足夠高，以使所有單個正弦波的衰減最小。根據經驗，對于方波，一旦第 5次?? 或第7次達到諧波，上升時間的變化最小。因此，一般來說，如果開關的 -3 dB 點（該點插入損耗等于 3 dB 的頻率）是方波基頻的 7 倍，方波可以通過開關路由。一些供應商指定了開關的上升時間。如果是這種情況，請檢查以確保開關模塊的上升時間規格小于需要以最小失真路由的最高諧波的上升時間。

下圖顯示了方波5次諧波的上升時間測量值。讓我們假設這是需要通過開關路由的方波的最高諧波。要確定特定開關是否可以成功路由信號，我們需要將開關的上升時間與諧波的上升時間進行比較。有時此規范不適用于開關模塊。在這種情況下，我們可以計算此諧波的 -3 dB 點并將其與開關的 -3 dB 點進行比較。-3 dB 點可以使用以下公式從上升時間計算：

, 其中 t?R是開關模塊的上升時間

對于上圖所示的信號，我們計算達到 -3 dB 時的頻率為 6.36 Hz（上升時間為 0.055 s）。因此，在 6.36 Hz 或更高頻率下插入損耗小于 3 dB 的開關將足以路由方波。

結論

儀器或開關的電壓規格是該設備的物理限制。同樣，數字化儀的采樣率和數字萬用表的精度很好地描述了儀器的最大性能。200 MS/s 的數字化儀無法實現比 200 MS/s 更快的實時采樣率。但是，2 GHz RF 開關可以路由 2 GHz 以上的信號，但功率損耗更大。因此，為您的應用選擇最佳和最具成本效益的 RF 開關需要徹底查看產品的數據表，以確定其插入損耗、VSWR、隔離度和其他規格是否滿足您的系統要求。一些供應商提供掃描圖來顯示整個頻率范圍的這些規格，而其他供應商僅提供特定頻率的規格。在這種情況下，重要的是聯系供應商并獲得更完整的規格，以確定產品是否適合您的應用。

　審核編輯：湯梓紅