1 引言

如今，LED已經廣泛應用于液晶背光、汽車、交通燈以及通用照明。根據IEC 61000-3-2 C類法規，需要對大于25W的LED通用照明驅動器進行功率因數校正（ Power Factor Correction，PFC） ，因此低成本的功率因數校正方案成為關注的研究課題。

AC /DC變換器中常見的有源功率校正（ Active PowerFactor Correction，APFC） 電路是兩級PFC電路，前一級電路用來進行功率因數校正，后一級電路用作DC /DC變換器。由于存在兩個級聯功率級，這一類電路的尺寸和成本通常都比較高，因此，出現了另一類APFC拓撲，這類拓撲把PFC 電路和DC /DC變換器集成在一起，它們共用一個有源功率開關，成為單級AC /DC變換器，進而降低了成本，這種APFC電路現在已經廣泛應用于鎮流器，充電器中。

將多路輸出變換器作為LED驅動器，可實現用一個變換器滿足多個不同等級的恒流輸出需求，從而降低了驅動器的成本。而傳統的多路輸出變換器，如變壓器耦合方式，加權反饋調節方式，雖可實現多路恒壓輸出，但不能實現多路恒流輸出。基于此，本文提出了一類雙輸出單級反激PFC 拓撲。

此類拓撲在DCM 下，即可實現各路獨立調節的恒壓輸出，也可實現各路獨立調節的恒流輸出，并且實現了功率因數校正。為了避免變換器兩路輸出的交叉影響，應用時分復用方法實現了每一條輸出支路電流的獨立調節，從而可使每路分別驅動不同類型的LED，而且驅動器其中一路故障不會影響另一支路的正常輸出，提高了驅動器的可靠性； 由于此方法只用到一個磁性元件即可實現兩路恒流輸出，整流橋后不需要大的高壓儲能電容，進而降低了驅動器的成本。變換器工作在DCM、定頻、定占空比下，還可獲得較高的功率因數。最后通過仿真與實驗驗證了本文研究結果的正確性與有效性。

2 獨立調節雙恒流輸出反激拓撲

圖1 為獨立調節雙路恒流輸出單級反激PFC變換器的拓撲圖及其開關時序。圖1 （a） 為獨立輸出繞組型拓撲，兩路輸出分別由兩個獨立繞組提供。

圖1（ b） 為共用輸出繞組型拓撲，兩路輸出由同一個繞組分時提供。無論是獨立輸出繞組型還是共用繞組型，若兩個電路滿足D1a + D2a 《 0. 5，并且D1b +D2b 《 0. 5，則可使兩路工作在互補的相位Фa和Фb，通過時分復用信號TMS （ Time-Multiplexing Signal，TMS） 分別對兩路進行復用控制。如圖1 （ c） 所示，當Soa = 1，變換器對A 路輸出進行調節，原邊開關電流Ip在D1aT 階段線性上升，在D2a T 續流階段電流Isb線性下降，D3a T = （ 1 - D1a - D2a） T 時，電流Isb為零，此時，變換器處于DCM 工作模式； 當Sob = 1，變換器對B 路輸出進行調節，若B 路工作時變換器也處于DCM 工作模式，就可實現兩路無交叉影響控制。

圖1 獨立調節雙路輸出單級反激PFC變換器及其開關時序

Flyback變換器在DCM 模式下具有天然的PFC能力，輸入電流可以自動跟蹤輸入電壓且保持較小的電流失真。如果變換器工作在DCM、定頻、定占空比下，變換器可以獲得較高的功率因數。對于本文提出的雙路輸出反激變換器，在DCM 模式無交叉影響的條件下，如果每一路均可以實現較高的功率因數，那么整個變換器也可以實現較高的功率因數。

3 功率因數校正控制實現

如圖2 所示為電壓型PWM 控制雙輸出單級反激PFC LED 驅動器及控制實現。每路均采用LED串聯方式連接。A、B 兩路輸出電流的采樣電壓Voa、Vob分別與兩個參考電壓Vref1、Vref2進行比較，再通過誤差比較器產生誤差信號Ve1、Ve2.鋸齒波信號Vsaw同時與這兩個誤差信號進行比較產生C1，C2 信號。

由時分復用信號產生器產生的時分復用信號TMS給選擇器提供選擇信號，進而決定在一個周期內控制器選擇每路的占空比信號C1 或C2.選擇器的輸出信號Vs1經過隔離后作為主開關Q1 的驅動信號，而時分復用信號Vsa（ TMS） 及其互補信號Vsb分別作為開關Q2、Q3 的驅動信號。

圖2 雙路輸出單級反激PFC 驅動器及控制環路示意圖。

圖3 所示為雙路輸出單級反激PFC 變換器原邊電流iQ1，副邊電流iQ2，iQ3的控制時序示意圖，圖中時分復用信號（ TMS ） 決定了調節的支路。當TMS = 1 時，變換器對A 路進行調節，此時變換器根據A 路的設計參數進行工作，此路原邊與副邊開關電流峰值包絡線分別如圖3 中的IQ1_A（ θ） 和Ipkp_Q2（ θ） 所示； 當TMS = 0 時，變換器對B 路進行調節，此時變換器就根據B 路的設計參數進行工作，此路原邊與副邊開關電流峰值包絡線分別如圖3 中的IQ1_B（ θ） 和Ipkp_Q3（ θ） 所示； 變換器輸入平均電流為兩路輸入電流的平均值，如圖3 中的IQ1_avg（ θ） 所示。

圖3 雙路輸出單級反激PFC 變換器控制時序示意圖。

為了實現定占空比控制，單級反激PFC 變換器誤差放大器的帶寬必須要小于2 倍工頻，一般為10~ 20Hz 左右，這樣設置的誤差放大網絡對輸出工頻紋波及輸入的正弦電壓不會很敏感，即可實現定占空比要求，從而實現PFC。

為了使雙路輸出無交叉影響以及PFC 功能，保證電路工作在DCM 下是非常重要的。為了保證電感電流處于斷續模式，A 路應滿足：

輸入電壓經過全橋整流后可表示為：

其中，Vpkp為輸入電壓的峰值，θ 為輸入頻率，T 為開關周期（ = TA + TB） ，TA為一個開關周期內A 路的復用時間。半個工頻周期內，變換器在定占空比條件下，A 路輸入電流峰值的包絡線為：

其中Ipkp_A為A 路輸入電流的最大峰值。A 路主開關導通時間為：

其中，LP是原邊電感值。A 路副邊開關導通時間為：

其中，LS是副邊電感值； ISP（ θ） 是副邊電流峰值，它也是正弦函數； NA為原邊和副邊的匝數比； Vf是副邊二極管導通壓降。

A 路輸入電流瞬時值為：

要保證A 路工作于斷續模式，需滿足式（ 1） ，將式（ 4） ，（ 5） 代入，可得臨界電感：

A 路輸入的平均功率可表示為：

若Lp固定，A 路原邊開關電流的最大峰值為：

同理，B 路原邊峰值電流的最大峰值為：

若變換器無能量損耗，則A 路，B 路最大輸出功率為：

如果兩路輸出電壓相等，根據式（ 11） 、（ 12） ，那么A路，B 路最大輸出功率與A 路復用占空比DA的關系如圖4 所示：

圖4 A、B 路最大輸出功率與DA的關系圖。

由圖4 可知，如果兩路所需功率不同，比如PA /PB = 2，DA選擇0. 586 可使在滿足兩路輸出功率的前提下最大提升變換器輸出的總功率，此時電感電流處于臨界導電模式。所以根據每一路的最大需求功率分配復用時間，可以提高電感的利用率。

4 仿真和實驗結果

為了驗證雙路輸出單級反激PFC 變換器的可行性，根據圖2 所示的獨立調節雙輸出反激變換器以及控制實現要求，選用表1 的電路參數進行仿真，并制作了樣機。為了簡化設計，設定變壓器原邊與副邊繞組的匝比為36∶ 9∶ 9，選擇時分復用信號的復用時間比TA ∶ TB = 1∶ 1，如表1 所示。

表1 PWM 控制雙輸出單級反激PFC 變換器電路參數。

圖5 為變換器輸入電壓Vin與輸入電流Iin及主開關的開關電流IQ1的仿真波形，從圖可以看出輸入電流很好地跟蹤了輸入電壓。圖6 為時分復用信號TMS、驅動信號Vs1、兩路輔助開關電流iQ2，iQ3的實驗波形，圖7 為變換器輸入電壓Vin與輸入電流Iin及流經主開關的電流iQ1的實驗波形，可以看出輸入電流能夠很好地跟隨輸入電壓變化，驗證了仿真的結果，實測PF 值為0. 967; 圖8 為輸出電流Ioa、Iob的實驗波形，可以看出，A 路輸出平均電流Ioa，rms為347mA，紋波Ioa，p-p為32mA，B 路輸出平均電流Iob，rms為173mA，紋波Iob，p-p為32mA，實現了雙路恒流輸出。圖9 所示為樣機正常工作時的實物圖。

圖5 輸入電壓、電流及主開關電流的仿真波形。

圖6 各路開關電流及時分復用信號實驗波形。

圖7 輸入電流、電壓及主開關電流實驗波形。

圖8 兩路輸出電流實驗波形。

圖9 樣機實物圖。

5 結論

隨著高亮LED 的廣泛應用，本文提出了一種基于雙輸出單級反激PFC 變換器驅動高亮LED 的方法。其中每一條輸出支路電流可獨立調節，從而可使每路分別驅動不同類型的LED; 其中一路故障不影響另一支路的正常輸出，提高了驅動器的可靠性；由于此方法只用到一個磁性元件即可實現兩路恒流輸出，不需要大的輸入支撐電容，降低了驅動器的成本，且易于實現隔離及PFC 功能，實測達到了0. 967的PF 值。此方法為需要多路恒流源并且需要實現功率因數校正的應用提供了一種有效的解決思路。
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