IGBT并聯電路作用與原理：

　　IGBT的并聯主要是為了解決電 流規格不足的問題，有時候是材料所限將IGBT 單管并聯使用，電流規格也可以達到甚至比模塊更高；更多的情況是現有產品規格受限制，即市場上最大電流規格的IGBT模塊也不能滿足需要并聯是不得已而為之。

　　NPT、FS型IGBT Lk PT型IGBT更容易并聯，但并不是可以無條件的任意并聯。

　　IGBT 并聯時，在電路上需要遵循以下原則：

　　·流過各并聯單管/模塊的電流應盡量相等（均流）；

　　·各并聯單管/模塊的開關速度應盡量相等。

　　具體要考慮的因素，大致有如下幾個方面。

　　1.直流母線（主電路）的供電

　　直流母線（ DC-link）也譯為“直流鏈路”，指系統主電路的直流供電回路，而忽略交流信號通道。相應的，主電路供電系統的主濾汲電容也稱為直流鏈路電容。“

　　·直流母線的正、負端與各并聯IGBT的連線長度最好相等，尤其是電 流規格比較大的模塊并聯時更應該注意。

　　·在每個并聯的發射極回路應設置均 流 電阻，阻值可取柵極電阻的1/3。

　　·C-E問突波吸收電路，應為每個并聯的IGBT 單獨配置。

　　·盡可能為每個IGBT 單獨配置電源濾波電容，尤其是模塊并聯時更應該注意。

　　·注意直流母線與并聯IGBT的連線形式（導線的形狀與截面的形狀）與方式（布線與結構）。大電流導線以扁 平為佳，多條導線相對于模塊最好側立布是水平疊層布置。

　　2.驅動電路

　　·驅動電路盡量不要與直流母線疊加或者交叉。

　　·模塊并聯時，應使用第二發射極（副發射極）；單管并聯時，發射極先與驅動回路連接，后與直流母線連接。

　　·每個并聯的IGBT都要有自己的柵極電阻。雖然模塊內部火都已經設置了（內部）柵極電阻，多個模塊并聯時仍然需要為每個模塊配備柵極電阻；如果是獨立的多單元模塊（模塊的每個單元都有獨立的引出線），內部互不連接，將多個單元并聯起來的時候，每個單元都要配置柵極電阻。

　　·應為發射極配置均流電阻R。。均流電阻有負反饋作用，也和柵極R。一樣具有消除振蕩的作用。對于單管并聯，主電路電流并不算太大時，均 流 電阻可以串聯在主電路中，能夠更有效地均流，并防止開關速度快的IGBT過載；對于模塊并聯，主電路的電流非常大，若將均流電阻串聯在主回路中，即使阻值很小也會帶來客觀功耗，這時均流電阻串聯在驅動回路中較為合理。如果想進一步抑制并聯回路的電流均衡問題，可以在主回路中串人電感，以有效地抑制峰值電流不均的問題。

　　·驅動電路與IGBT 之間的連線采用雙絞線較為合理。

　　3.器件選擇

　　·最好選擇同一制造商、同一型號的IGBT 單管或者模塊進行并聯，同—批次更好；采用多單元獨立配置的模塊，將其中的各單元并聯更好，或者將全橋的下臂閑置，將上臂進行并聯。

　　·主濾波電容應該優先選用低ESR（等效串聯電阻）和抗高IR（紋波電流）的品種。ESR和IR除了關注技術手冊或者經銷商提供的數據，還要上線（裝上實際應用的電路）進行實際測試。

　　·如果成本允許，選擇（金屬化）聚丙烯薄膜電容（MKP）比傳統的電解電容更有優勢，尤其是超過500V的直流母線系統。MKP 電容承受紋波電流、浪涌電壓的能力強，還可以承受反向電壓，而且電壓規格比較高，大容量規格，市場上有3300V以上的產品。

　　igbt并聯電路作用與原理：

　　IGBT的串聯主要是為了解決電壓規格不足的問題，有時候是材料所限；更多的情況是現有產品規格受限制，即市場上最大電壓規格的IGBT模塊也不能滿足需要，串聯是不得已而為之。

　　IGBT 串聯時，在電路上需要遵循以下原則：

　　·各并聯單管/模塊的C-E間承受的正向電壓應盡量相等（均壓）；

　　·各并聯單管/模塊的驅動信號應盡量相同；

　　·各并聯單管/模塊的開關速度應盡量相等；

　　·各串聯單管/模塊以及驅動電路之間的絕緣必須保證。

　　影響IGBT 串聯的主要技術因素參見表1，主要術語解釋如下。

　　靜態：IGBT長期處于關斷狀態；

　　動態：IGBT處于高速開關的工作狀態；

　　△：串聯IGBT或電路單元的參數差別；

　　Lwire：引線分布電感和等效電路；

　　Ton：驅動信號的開通時間；

　　Toff：驅動信號的關斷時間。

　　器件選擇與電路布局需要遵循的原則如下。

　　·盡量減小各IGBT 之間技術參數的差別：選擇同一制造商、同一型號的產品，如果有條件，選擇同一批次的產品。

　　·驅動電路對稱分布：減小信號傳輸的延時差別。

　　·散熱條件盡量相同：強制風冷與并聯的要求相同，目的是使散熱片的溫度盡量相同。

　　·設置靜態分壓電阻：靜態條件下，用并聯電阻均壓使串聯IGBT上的壓降趨同，流過該電阻的電流為ICES的5~10倍，而該電阻分擔的電壓則是直流母線電壓除以串聯IGBT的個數。

　　·用RC突波吸收進行動態均壓：目的是使C-E間的電壓變化速率趨同。

　　·多電平拓撲：IGBT直接串 聯多適用于小、中功率的高匯開關，功率比駿大的時候，多電平變換電路應用得比較多。

　　1.靜態、動態均壓電路

　　IGBT的基本串聯方法如圖1所示。靜態均壓電阻的計算方法在本文中已做說明；動態均壓由突波吸收電路完成。額外的要求是，各串聯單元突波吸收電路的元件參數需要盡量減少誤差。

　　鉗位電路的鉗位電壓等于l/n總耐受電壓。如2個串聯，鉗位電壓等于總耐受電壓的1/2。

　　2.柵極的隔離驅動

　　IGBT串聯時，各串聯單元柵極因單位的參考點不同，需要隔離（驅動）。隔離驅動的原與半橋類似，不同的是串聯單元需要同步驅動：各串聯單元需要盡量同時開關。

　　隔離驅動可以用光耦，也可以用脈沖變壓器。無論哪種形式，都需要注意隔離器件的隔離電壓，不是每個串聯單元的電壓規格，而是各串 聯單元的電壓規格之和。例如，2個3. 3kV的IGBT串聯，驅動隔離單元的隔離電壓的安全規格應該是6. 6kV，而不是3.3kV。

　　（1）基于光耦的IGBT串聯隔離驅動

　　圖2是采用光耦隔離的串 聯 電路示意圖。隔離電源可以采用DC-DC開關電源；Vcc為直流供電電源，如果對體積要求不苛刻，隔離電源也可以采用工頻變壓器，這時候的V cc就成了市電輸入。

　　（2）基于脈沖變壓器的IGBT串聯隔離驅動

　　圖3是采用脈沖變壓器的隔離電路示意圖。變壓器隔離能夠采用自供電方式。

　　Q3是Q1的柵極放電開關，在N2上負下正的時候導通，將Q1柵極的電荷迅速泄放掉；Di則能夠加速Qi的導通過程。

　　如果Q1、Q2的電流規格比較大，需要的驅動功率也比較大，則自供電驅動方式（圖4）會因為T1功率的增加而限制開關速度。同時，利用高級開關驅動信號來實現自驅動，功率太大，也不經濟，還會使EMI問題增多。因此，如果串聯開關的電流規格比較大，推薦采用隔離電源供電，像圖3那樣進行有源驅動。

　　無論哪種驅動方式串聯后的功率開關都已經不再是3端器件。圖2是5端（單管應用）或者6端器件（半橋應用，Vcc也需要與信號地隔離）；圖3則是4端器件，采用隔離電源有源驅動時則是5端或者6端器件。

　　（3）有源自供電

　　用隔離電源供電除了會增加功率開關的引線端子、元器件的數目和電路的復雜程度，還會因為線間寄生電容的增加而限制開關速度的提高，采用有源自供電方式可以改善上述問題。

　　以串聯開關Q1為例（Q2與之相同），一種有源自供電 電路如圖4所示，驅動電路如圖2所示。Q3充當C1的有源可控開關，在Q1關斷期間導通，對儲能元件C1充電，C1 驅動電路供電。

　　Q3與Q1的電壓規格和開關性能相同，電流規格無特別要求，電壓規格要求不高的時候，可以用同等電壓規格但電流規格較小的VMOS替代。

　　TVS為Q3的開關控制器件。當 Q1關斷時，其集電極電 位升高，將TVS擊穿，Q3柵極得到偏置 電壓而導通。如果開關速度不高，TVS可以用穩壓二儀冒替代；如桌這度比較高，半導體器件不能滿足要求的時候，TVS可以用氣體放電管替代。D2為Q3的柵極偏置器件，當 TVS擊穿時，為Q3柵極提供合適的偏 置 電壓。D1為阻斷二極管，使Q3變為單向開關；如果采用逆阻型IGBT，D1可以省略。

　　3.多電平變換電路

　　（1）基本概念

　　串聯雖然可以獲得高電壓規格的IGBT，但是各個串聯 IGBT的技術參數與電路分布參數不可能完全相同，均壓就成了問題；尤其是串聯的個數比較多的時候，均壓問題更不容忽視。

　　如果將思路轉換一下，將高壓主電源也相應地分成若干相等的部分，每個IGBT對應高壓主電源的一部分，上述問題就可以迎刃而解了。這就是多電平變換。

　　將高壓主電源分成若干相等的部分，目前基本上有兩種方法：一是利用電等的部分（分量電源），我們且稱為電容分壓型，比較適用于高頻變換（頻率過低，分壓電容的容量就會很大，體積也會很大）；另一種方法是將若干組電壓相等的直流 電源（分電源）串 聯起來構成高壓直流主電源，我們且稱為電源串聯型，頻率高、低皆適用，用電池組供電時尤其適用。

　　無論哪種方法，高壓主電源被分成的分數且稱為主電源的階數，以n表示。電容分壓型，多電平變換 電路的電平數量為n十 1，若用2個電容將主電源分成3分，就是3 電平變換；電源串 聯型，每分電源為1 階，電平數等于2n十 1，即兩組分電源串聯起來構成5 電平變換。不難看出，實際上電容分壓型最少是3電平變換，電源串聯型最少是5 電平變換。3 電平變換和5 電平變換也是目前實用化產品的主流。

　　電容分壓型需要對分量電源進行均壓，基本方法是對分量電源進行鉗位。根據鉗位元件的不同，電容分壓型多電平變換又可以分成二極管鉗位型和電容鉗位兩種。

　　綜上所述，多電平變換器的基本類型可以用圖5 表示。目前業界大都認為多電平變換有3種基本電路拓撲：二極管鉗位型多電平變換器（ Diode-Clamped multilevel inverter）、電容鉗位型電平變換器（Capacitor-Clampedmultilevel inverter）、串 聯型多電平變換器（Cascade rnultilevel inverter）。

　　多電平變換技術在基于IGBT、VMOS、GTR的大功率電路中均有應用，而且在基于VMOS、GTR的大功率電路中應用得更早，更多的應用還有基于SCR、IGCT的大功率電路。

　　（2）基本電路拓撲

　　·二極管鉗位型：又稱為NPC（Neutral Point Clamped，中性鉗位）型，采用二極管為鉗位元件，單相電路拓撲如圖6所示。

　　·電容鉗位型：采用電容為鉗位元件，單相電路拓撲如圖7所示。可見，電容鉗位型與二極管鉗位型只是鉗位元件不同，電路拓撲是相同的。

　　·電源串聯型：主電源由多組相同的直流電源（分電源）組成，分電源之間彼此隔離，在供電關系上是串聯關系。單相電路拓撲如圖8所示。

　　3種基本電路拓撲的特點對比參見表2。

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　　n：為電平數，3電平變換器需要（3—1）×（3—2）=2個鉗位元件

　　NPC：Neutral Point Clamped，中性點鉗位

　　鉗位電容也稱為Flying capacitor，flying的意思是快速開關。因此，Flyingcapacitor在一些公開資料中譯為“飛跨電容”、“跨接電容”似乎欠妥，筆者推薦譯為“開關電容”。

　　電源串聯型可以視為全橋變換器的串聯。

　　多電平變換器的交流輸出波形屬于高頻包絡型，每個電平就是輸，函波形中的一個臺階，因此 3 電平變換器的交流輸出實際上是方波。電平數越多，輸出波形上的臺階就越多，交流波形就越平滑；但是，電平數越大，用到的功率開關、鉗位元件、分壓元件的數量就越多，控制 電路的邏輯就越復雜。針對上述多電平變換的基本電路拓撲，實際應用時進行不同的組合就可得到多種多樣的形式，見于公開技術資料的有逐次級聯型（ Generalized multilevel）、對稱混合級聯型（ Mixed-Ievel hybrid multilevel）、不對稱混合級聯型（Asymmetric hybridmultilevel）等。

　　無論是IGBT直接串聯還是多電平變換電路，都是橋式電路。尤其是三相橋電路，不能滿足功率方面的需要時才會采用。因此，在實踐中多電平變換器三相橋的形式出現得比較多。圖9是二極管鉗位型的三相橋電路拓撲。

　　（3）多電平變換器驅動的基本方法

　　與IGBT直接串聯相比，多電平變換器主要缺點是驅動控制電路更復雜，而且電平數越多，驅動控制 電路就越復雜。實際工作中，多電平變換電路驅動信號的產生與驅動控制大多采用單片機或者MCU（微處理器）。

　　電平變換器的驅動、控制 電路一般稱為多電平調制器（ Multilevel modu-lator），大致如圖10所示