?

下一代建筑和裝飾照明通過適當組合紅、綠、藍LED的輸出能夠獲得更全面的色彩。在這種高亮度、多LED串聯的應用中，典型導通壓降可能達到22V至36V，吸收電流為1A至2A。圖1所示LED驅動器能夠為多個LED串聯的模塊提供2A的驅動電流，正向導通電壓可以達到36V。該電路僅驅動RGB LED的一種顏色，驅動三種顏色需要三路這樣的驅動器。由于LED產生的光強與其導通電流并非線性關系，選擇通過PWM(而非LED電流幅度)控制亮度等級，每個LED由脈沖調制的固定電流控制燈光亮度。IC控制器利用平均電流模式提供LED驅動，需要最少的外部元件。

工作原理

為了高效提供電流驅動，LED驅動器采用連續導通模式(CCM)的boost拓撲，利用平均電流模式控制輸入電壓的升壓轉換，為LED負載提供恒流驅動。單一芯片(MAX16821B)工作在300kHz，控制boost轉換器工作。由于boost轉換器拓撲在轉換器輸入和輸出之間提供了一個直接通道，必須確保串聯LED的最小導通電壓大于輸入電源電壓的最大值。LED負載通過MOSFET (Q1)和檢流電阻(R13)跨接在boost轉換器的輸出端，PWM ON期間Q1接通LED電流，PWM OFF期間則斷開電流通道。檢測R13兩端的電壓(代表通過LED的電流)時，IC可以抑制共模噪聲并在DIFF引腳提供以地為參考的輸出，增益為6V/V。檢流放大器輸出信號與內部電壓誤差放大器的0.6V基準相比較，差分檢流放大器的6V/V增益能夠使電流檢測的參考點從0.6V降至0.1V，即在額定負載電流下R13的壓差只有0.1V，有助于提高效率。該boost轉換器采用平均電流控制模式，通過兩個反饋環路控制LED電流。外環路檢測LED電流，并將其與基準電壓相比較，在EAOUT (第17引腳)產生放大后的誤差信號。內環路檢測誤差放大器的電壓輸出，相應地控制流過電感(L1)的電流。誤差放大器輸出還決定了以R13設置的電流驅動LED時所需要的電感電流，LED額定電流在R13產生的壓降為0.1V。
?

第二個檢流電阻(R15)用于設置電感返回通道的電流。U2內部的差分電流檢測放大器提供34.5V/V增益。電流誤差放大器將該輸出電壓與電壓誤差放大器的輸出進行對比，產生內部平均電流控制環路的誤差信號。這一放大后的誤差信號與內部振蕩器斜波進行比較，最終產生PWM信號(在DL第3引腳)用于驅動MOSFET Q2。電流誤差放大器的高增益使得電路能夠根據電壓環路的要求產生平均電感電流(在所允許的限制范圍內)，保持非常低的誤差。在指定的輸入電源電壓和LED正向導通電壓(忽略開關、二極管、檢流電阻等元件的壓差)下，boost轉換器的CCM工作模式決定了PWM開關的占空比，固定占空比與所要求的LED電流相對應，由此確定所需要的電感電流。電壓環路控制電流環路產生這一平均電感電流，從而提供所需的LED電流。兩個控制環路都應提供獨立補償，以確保穩定工作。

轉換器設計

轉換器參數要求如下：

● 輸入電壓范圍：9V至15V

● 最大LED正向導通電壓：33V

● LED電流：2A

● 開關頻率：300kHz(頻率較低時會提高濾波成本，頻率較高時則會降低效率、提高EMI。根據這些因素，將開關頻率優化在300kHz)。

利用下式計算Q2的ON占空比：?

式中VLEDMAX為LED的最大導通電壓(應該包括MOSFET Q1的壓降和檢流電阻R13的壓降)，VD是整流二極管D1兩端的電壓，VINMIN是最小輸入電壓，VFET為ON期間MOSFET Q2的平均電壓。該電路中：DMAX = 0.74。
選擇電感(L1)時，必須考慮其電感量和額定峰值電流，利用下式計算最大平均電感電流 (ILAVG)：?

確定電感峰值電流(ILPEAK)時，須注意流過電感的紋波電流，與電感值和開關頻率有關。假設電感電流的最大峰峰值紋波(ILPP)為20%。由于ILPP為平均電感電流ILAVG的20%，則：



上式中代入已知參數，得到：ILAVG = 7.7A、ILPEAK = 9.24A。

接下來計算最小電感值LMIN，電感電流紋波設置在最大值：



式中FSW為開關頻率。

將已知參數代入上式，可得：ILMIN=7.05mH。電感值增加20%容限，可選擇10mH標準電感。

電阻R15檢測通過電感的平均電流，在R15上產生25.7mV(最小值)壓差的電流是平均電流控制環路所允許的最大電感電流。借助該項功能，能夠在過載情況下保護外部器件，通過鉗制作用在電流誤差放大器的基準電壓的最大值實現這一保護功能。選擇R15應確保其流過最大電感電流時電阻兩端的電壓低于25.7mV。該應用中，正常工作時R15兩端的最大電壓為24mV?？梢岳霉剑?img height="55" src="/uploads/allimg/111001/0139463424-5.jpg" style="BORDER-TOP-WIDTH: 0px; BORDER-LEFT-WIDTH: 0px; BORDER-BOTTOM-WIDTH: 0px; BORDER-RIGHT-WIDTH: 0px" width="84" />計算R15，在式中代入已知參數，可得：R15=3.11mW，實際電路選擇3mW電阻。

濾波電容

利用公式計算輸出電容COUT (C6、C7、C8和C9并聯)，式中，VLEDPP為boost輸出電壓的峰峰值。該峰峰值結合LED在額定電流下的動態電阻、決定了LED的紋波電流。為保持色度和LED的使用壽命，LED的紋波電流應該保持在平均電流的10%以內。上式中代入已知參數，得到：COUT=17mF，電路中各電容近似選擇為4.7mF、50V陶瓷電容。利用公式計算輸入電容CIN (C3、C4、C5并聯)，式中VINPP是輸入電壓紋波的峰峰值，本應用中取值為輸入電壓的0.4%。將已知參數代入等式，可得：CIN = 22.3mF，近似用三個10mF、25V陶瓷電容(L1左側)替代。

反饋補償

平均電流控制環路

為確保平均電流控制環路的穩定性，電流誤差放大器的增益應該限定在某一數值以內(頻率接近開關頻率)。理由是：Q2處于OFF期間，通過R15測得的電流不斷衰減，在此期間為負斜率變化。負斜率信號放大后作用到誤差放大器的輸入，經過電流誤差放大器再次放大，最終轉換成正斜率信號作用在PWM比較器輸入。為了保證電流環路穩定，這個正斜率信號不能超過作用在PWM比較器另一輸入端的三角波信號的正斜率。這一條件限定了信號到達PWM比較器之前電感電流的總增益(開關頻率處)。低頻總增益可以更高一些，允許平均電感電流精確建立在所設定的穩態值。

從IC(U2)架構可以看出，通過控制電流誤差放大器的增益級可滿足穩定性要求。利用下式可以計算開關頻率處的最大增益，確保放大器環路穩定：



式中VRPP為內部紋波的峰峰值(2V)，L為L1電感值，AVCSA為電流檢測放大器的差分增益(34.5V/V)。將已知參數代入公式可得：ACEA=1.75V/V。內部電流誤差放大器為跨導放大器，增益為550mS (550mA/V)。電阻R10連接到誤差放大器輸出CLP (第16引腳)，控制電流誤差放大器在開關頻率處的增益。電阻R10為：



代入已知參數，可得：R10= 3.18kW。應用中采用3.16kW標準電阻。

如果R10接GND，頻率低于3dB截止頻率時，電流誤差放大器的增益為1.75V/V。為保證環路穩定，要求在接近開關頻率時總增益為1.75V/V。較低頻率下即使具有較高增益，也不會放大線性衰減的電感電流，電感電流紋波不存在低頻分量。電流誤差放大器傳輸函數中引入一個零點，將使電流環路增益在零點頻率以上變得平坦(1.75V/V)，并在零點頻率以下增益明顯提升。零點頻率由C11和R10決定，本應用中最佳零點頻率為開關頻率的1/12，能夠快速地將平均電感電流建立在設定值。為了在1/12開關頻率處放置一個零點，按照下式計算



。 代入已知參數，得到：C11=1.99nF，選擇2.2nF標準電感。

C10在開關頻率處引入高頻極點，抑制開關操作引入的各種噪聲：。代入已知參數，得到：C10=152pF，可選擇180pF標準電感。

電壓控制環路

通過反饋環路保持R13兩端的電壓固定，最終得到固定的LED電流。根據LED電流和開關占空比產生一個固定值，電壓控制環路為電流控制環路產生一個輸入基準，用于設置電感的平均電流。比較R13兩端的壓降和100mV基準，電壓誤差放大器對這一差值進行放大，產生一個與所要求的電感平均電流相對應的基準電壓，利用下式計算基于LED電流的R13電阻值：，式中，ILED為LED電流(本應用中為2A)，0.1V是電壓控制環路的反饋基準。代入已知參數，得到：R13=0.05W。電阻額定功率應該高于ILED2×R13。

　由于boost轉換器工作在連續導通模式，電源電路傳輸函數存在一個右半平面(RHP)零點。該零點提供20dB/十倍頻程的增益和90度的相位滯后，很難補償。最簡單的方法是在低于RHP零點頻率處抵消該零點，將環路增益降至0dB(利用-20dB/十倍頻程)。對于boost轉換器，下式給出了最差工作條件下的RHP零點頻率(FZRHP)：，代入已知參數，可以得到：FZRHP=17.7kHz。

平均電流控制環路將電感和輸出電容COUT構成的雙極點、2階系統轉換成1階系統，1階系統的單個極點由輸出濾波電容和輸出負載電阻決定。輸出濾波電容和輸出負載動態電阻構成的極點頻率由下式計算：，，式中，RLD是LED負載的動態電阻(本應用中所使用的LED電阻為4.5W)。代入已知參數后，可得：FP2=1.88kHz。電壓誤差放大器的輸出到差分電壓放大器輸出的電壓控制環路直流增益(最大占空比時)由下式計算，：，式中6V/V是圖1中U2內部差分電壓放大器的增益，代入已知參數，可得：GP=0.75V/V。

為了補償電壓控制環路(使環路保持穩定并具有足夠的相位裕量)，環路單位增益的頻率(FC)應該低于RHP零點頻率的1/5。本應用中，為了獲得較好的相位裕量，單位增益頻率選擇RHP零點頻率的1/10：，代入已知參數，可得：FC=1.77kHz。電壓誤差放大器傳輸函數具有一個主極點(FP1)和一個零點(FZ1)，用于補償輸出極點FP2和高頻極點(FP3)。補償零點(FZ1)放置在輸出極點頻率，利用下式計算電壓誤差放大器的增益(FZ1處)，總環路增益在FC頻點的增益為0dB：，代入已知參數，得到：AEA1=1.25V/V。電阻R14和R12決定增益AEA1：。將R12任意設置在2.2kW，得到：R14 = 2.75kW

C14和R14決定補償零點頻率FZ1，按照下式計算C14：，代入已知參數，得到：C14=30.8nF，實際應用可

以選擇100nF電容。選擇較大的電容有助于改善PWM性能，在PWM OFF期間通過斷開Q3可以保持C14上的電荷。C12將高頻極點(FP3)置于開關頻率的一半，按照下式計算C12：，代入已知參數后可得：C12 = 386pF，選擇470pF標準電容。

　PWM調光和LED保護

LED通過連接在PWMDIM輸入端的低頻PWM信號調節亮度(外部信號作用在圖1電路)，PWM信號幅度范圍：3V至10V，頻率可達2kHz。電路中，外部MOSFET (Q1)與LED串聯能夠快速接通、切斷LED電流。PWM ON期間，Q1導通;PWM OFF期間Q1斷開。LED關閉時，U3將CLP拉低，禁止PWM開關工作，關閉Q2。

小信號MOSFET Q3用于完成一個重要功能，PWM調光時可直接影響LED電流控制環路的響應時間。PWM OFF期間處于斷開狀態，阻斷C12/C14通路使其在OFF周期內保持電荷量不變;PWM返回ON狀態時，電壓誤差放大器的輸出可以立即達到前期的穩態值，幾乎在LED導通的同時建立LED電流。通用運算放大器(U1)能夠在LED溫度達到85℃時阻止電流的流通，為LED提供保護。利用EPCOS NTC電阻檢測溫度，將其安裝在LED板，假設25℃時對應的阻值為10kW，運算放大器的輸出控制U2的EN輸入，當溫度達到85℃時關閉LED，溫度降至75℃時恢復LED導通。

如果沒有過壓保護，LED開路時升壓轉換器可能使電壓上升到不安全的水平。圖1所示電路能夠在輸出電壓上升到33.5V時關閉轉換器。當U2的OVI輸入超過1.276V (電阻R5/R7電阻分壓器設置的門限，對應于33.5V過壓門限)時，關閉PWM開關，提供系統保護。為了保持過壓門限精度，R7選擇25kW電阻。利用下式計算過壓門限對應的R5：

，式中VOVT為所要求的門限。