摘要? ??

為獲得絕緣柵雙極型晶體管( IGBT)在工作過程中準確的功率損耗,基于數學模型及測試,建立了 一種準確計算功率逆變器損耗模型的方法。通過雙脈沖測試對影響?IGBT?開關損耗的參數(?Eon 、Eoff?和?Erec )?進 行準確測量,建立了一種通用的功率器件導通損耗和開關損耗模型。在考慮?IGBT?芯片間熱偶合影響基礎上 提出了一種結溫估算數學模型。搭建三相電感結溫測試平臺,通過結溫試驗驗證了?IGBT?模塊損耗模型和結 溫預估算型準確性。該損耗模型及結溫估算的方法對于提高功率模塊可靠性及降低成本具有較大工程實際意義。

0 引言 ? ?

隨著新能源汽車的大力發展,功率器件的封裝 逐漸向大電流、低阻通、小型化方向發展,IGBT?以其 開關頻率高、導通壓降低等特點被廣泛應用在電氣 設備電能轉換裝置中。在混合動力汽車和純電動汽 車中,IGBT?模塊的結溫是決定逆變器可靠性的關 鍵,也直接決定了模塊的最大輸出功率能力。

本 文 以?Infineon HybridPACK TM?驅 動 模 塊?FS820R08A6P2B?為例?,模塊的理論最大集電極 輸出電流定義在連續電流有效值?820 A。但數據手冊定義最大?Icnom = 450 A,這是在水溫?80 ℃?下定 義的。也就是說,當集電極電流有效值?450 A,其模 塊損耗產生的溫升使?IGBT?結溫達到?175 ℃ ,也就達 到了最大工作結溫。結溫取決于損耗、水溫和散熱,?即當損耗、水溫更低,散熱更理想時,模塊實際可以 短時間輸出比標稱更大的電流,在電機上產生更大的轉矩。IGBT 模塊的損耗由?IGBT?芯片和二極管芯 片的通態損耗和開關損耗組成,大功率模塊內的引 線電阻造成的損耗也不能忽略,要一并計入模塊損 耗。損耗的變化會引起?IGBT?和二極管結溫的變 化,當負載電流增加,結溫會顯著升高。結溫超出一 定范圍會使?IGBT?絕緣柵失去絕緣能力。加入IGBT交流群，加VX：tuoke08。鍵合線受到溫度應力,經歷功率周次后會引起鍵合線脫焊和 斷裂甚至損壞。位于芯片和散熱器之間的絕緣陶瓷 基板,由于其熱膨脹系數不同,在溫度變化下會產生 裂紋,導致模塊整體散熱效果變差,進而導致?IGBT?超過最高結溫失效?。另一方面,在電動機低轉速 起動時,由于?IGBT?和反向二極管交替長時間導通,?會產生較大的結溫波動,也會使鍵合線失效。在實 際應用過程中,新能源汽車水溫一般在?65 ℃?左右,?且隨散熱、損耗變化。為了使電動車輸出更高功率,?同時保證其可靠性及安全性,對于?IGBT?模塊的最 高結溫和結溫紋波的正確估算尤為關鍵?。

要得到?IGBT?的結溫,首先要對?IGBT?的損耗進 行計算,然后加入?IGBT?模塊實際的熱模型,在一定 的散熱條件下可以算出結溫。IGBT 的損耗分成 兩個部分:開關損耗和導通損耗。導通損耗是由負 載電流、IGBT?飽和壓降和調制方法決定的?。本 文將對損耗的數值計算方法進行推導,并通過結溫 實驗與數學模型進行對比。

1 IGBT?損耗模型建立

當?Uge?之間被加上脈沖信號,便對?CGE?開始充 電,VGE?開始上升,上升過程的時間常數由?CGE?和柵 極驅動網路的電阻所決定,一旦?VGE?達到開啟電壓?VGE(th)后,集電極電流?Ic?則開始上升。開通延遲時 間?t?d(on)被定義為從?VGE?上升至閾值電壓?VGE(th)?開 始,到?IC?上升至集電極電流的?10%為止。此后,集 電極電流?Ic?持續上升,到?Ic?上升至集電極電流的?90%時,這段時間稱為上升時間?t?r。開通延遲時間?t?d ( on )與上升時間?t?r?之和被為開通時間?ton?。在整個 開通時間內,電流逐漸上升,而集電極-發射極之間 的壓降仍然十分可觀,因此主要的開通損耗產生于 這一時間內。

本文基于數學方法的功率損耗模型并以雙脈沖 測試為基礎進行功率損耗研究,得出功率損耗與?IGBT?模塊自身參數之間的關系,有效且準確性較 高。IGBT 功率損耗主要來自飽和導通狀態下電阻 產生的損耗和開關在通斷過程中電流和電壓變化不 同步引起的損耗。

式中:T0?為輸出時間周期;Econd?為導通損耗;Eon?為 開關開通瞬間能量損耗;Eoff?為開關關斷瞬間能量 損耗;pav?為模塊平均功率損耗;pcond?為導通功率損 耗;psw?為開關功率損耗。

1. 1?IGBT?導通及開關損耗模型?

(1)IGBT?導通損耗?

導通損耗是導通過程中由于飽和壓降的存在,?而飽和壓降與導通時壓降、占空比、開關頻率以及結 溫有密切關系。

式中:i(t)=?isin(ωt)為正弦負載電流;vCE?(t)=?VCE0?+?ri(t)。

(2) IGBT?開關損耗?

為精確獲取?IGBT?的開關特性,需要搭建?IGBT?模塊的半橋電路進行雙脈沖測試,開通時和關斷時 能量損失?Eon?和?Eoff?對開關損耗有直接影響,除此之 外,開關損耗還與開關頻率有關。開通過程中的能 量損耗定義為在時間跨度為?T0?情況下,集電極電流 從正常值的?10%到集射極電壓下降到正常值的?2%?結束。關斷過程中的能量損耗定義為?Eoff?對應的時 間,從?Uce?上升到正常值的?10%開始,集電極電流下 降到正常值的?2%結束。

式中:f?sw,IGBT?為開關頻率;Eon,IGBT ,Eoff,IGBT?分別為開 關開通和關斷時的能量損失,?需通過實驗測試獲 得;T0?為開通到關斷時的一個周期。

式中:Inom?為標稱電流;Vdc?為直流母線電壓;Vnom?為 額定電壓;Eon,IGBT(Inom?,Vnom?)為額定電流和額定電壓 下的開關開通能量損耗;Eoff,IGBT(Inom?,Vnom?)為額定電 流和額定電壓下的開關關斷能量損耗。對于不同應 用場合,開通和關斷時的能量損耗是不相同的,根據 不同工況需求,進行雙脈沖測試獲得。

1. 2?二級管導通及開關損耗

(1)導通損耗模型

式中:T0?為一個開關周期;vCE?為集射極電壓;τ(?t)?為開通時間。

(2)開關損耗模型

式中:?Erec(Inom?,Vnom?)?為二極管反向恢復能量損耗。

1. 3?雙脈沖測試

為了準確建立?IGBT?損耗模型,對開關過程中 的通態及斷態損耗進行雙脈沖測試。如圖?1?所示,?測試臺架主要由可調直流電源、電容組、電感以及?IGBT?模塊及驅動電路組成。第一個脈沖用于建立一個初始電流值,例如數據手冊中的額定電流,在零 電流開通條件下,脈沖時長大約?50 μs,需要的負載 空心電感大約?35 μH。第一個脈沖的關斷即?IGBT?的關斷特性也是二極管的正向導通開啟,通過讀取 下降沿波形可以查看?IGBT?關斷時是否有振蕩,是 否存在過高的電壓過沖。第一個脈沖的關斷到第二 個脈沖的開通之間是由二極管續流構成的,IGBT?只 有無法觀測到的漏電流,負載側有可以觀測的電流,?這段時間設得很短,大約?10 μs,所以電流在負載上 消耗的功率很小。可以發現,第二次開通的電流大 致與第一個脈沖關斷的電流相等。第二個脈沖上升 沿是?IGBT?在一定電流下的開通,對應的續流二極 管完成反向恢復。第二個脈沖寬度在?10 μs?左右,?以免關斷電流超過器件最大關斷電流。雙脈沖測試 參數如表?1?所示。

IGBT?損耗特性和溫度息息相關,因此標定出常 溫?25 ℃?和高溫?125 ℃?時的損耗值作為基礎,并在?25 ℃和?125 ℃參數基礎上,通過線性化處理,獲得 全溫度范圍的損耗數據。雙脈沖測試開關特性如圖?2?和表?2?所示。

2 IGBT?結溫預估
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材料的導熱性能直接影響?IGBT?的散熱能力,?如果已知介質橫截面積?A?和厚度?d,就可以得到熱 阻?Rth?。如圖?3?所示,Tj?為晶元結溫,Tf?為液冷系統 冷卻液溫度。在已知晶元損耗的情況下,由式(9)?可以獲得單個?IGBT?和二極管的熱阻。

式中:Rth?為熱阻;ΔT?是溫升;ptot?是系統總體損耗。

IGBT?熱網絡物理模型如圖?4?所示。熱阻本身 反應了熱傳遞系數,考慮到熱傳遞時間,引入了?Zth?的概念,增加了電容系數?C,組成為等效?RC?熱局部 網絡模型(Foster?模型),當芯片產生熱量,熱流的熱 路由熱阻和熱容組成,Foster?模型模型不用考慮實 際的物理層和材料。將圖?4?抽象到如圖?5?所示的四 階?RC?數學模型。

Foster RC?熱阻模型中,熱傳導特性由電阻、電 容的串并聯組合來模擬,表達式如下:

式中:熱容?Zth( t)是熱阻?Ri?對時間的表征,加入虛 擬的?4?階電容參數?Ci。?

基于圖?5?的?IGBT?熱網絡模型,相關?RC?參數如 表?3?所示(本文提到的?IGBT?模塊為?FS820R08xxx?系列)。

結溫由四個組成部分:由芯片損耗乘以熱阻,模 塊對水冷液的熱對流,水溫, IGBT?和二極管的熱 耦合。

由式(11)、式(12)可見,結溫主要是發熱損耗 和?IGBT /?二極管熱容(?Zth )?的乘積,發熱損耗包括?ptot,IGBT?和?ptot,Diode?兩 部 分,?熱 容 包 括?Zth,IGBT?和?Zth,Diode,也需要考慮散熱介質特性(橫截面積?A,厚 度?d?),?散 熱 水 流 溫 度?(?Tflow ),?芯 片 熱 耦 合?(Zth,Diode,coupling,Zth,IGBT,coupling)的影響。

3 實驗驗證

結溫測試設備由雙脈沖發生器、冷卻液水泵、三相負載電感、雙脈沖發生器及?IGBT?測試模塊組成,?如圖?6?所示。受測試條件限制,本文采用三相電感 作為結溫測試負載。

對于?IGBT?發熱而言,重要的參數是電流、電 壓、開關頻率、功率因數角和調制度。只要選取對標 電機電感的外置電感負載,就能在電機正向運行工 況下,較好地鏡像評估?IGBT?的發熱。該工況下?IGBT?有最高的發熱,是系統保護點設計和軟件故障 診斷的觸發點。結溫測試方法用電感負載模擬,對比經典電機 對拖測試平臺,電感實現機械能到電能的轉換,不能 模擬電機反拖工況,該工況下?IGBT?和二極管發熱 分布會變化較大,因此不能模擬電動車能量回收對 二極管的影響。考慮電動車配有機械剎車,不會完 全使用功率電子最高的電氣能量回收能力,因此能 量回收不是最惡劣工況,該測試方法依然有實用的 現實意義。基于直流母線電壓?400 V,開關頻率?10 kHz,調 制度?0. 9,功率因數?0. 9,測試不同負載電流下的損 耗和結溫,結果如表?4?所示。

通過脈沖發生器將脈沖信號加載到柵極驅動器 上。達到穩態時,從測試結果可以看出,芯片的最高 結溫出現在出水口處。當功率損耗分別?0. 94 kW、 1. 22 kW、1. 53 kW?和?2. 00 kW?時,測試最高結溫分 別為?49. 1 ℃ 、57. 6 ℃ 、66. 7 ℃?和?76. 7 ℃ ,如圖?7?所示。通過雙脈沖測試獲得的?IGBT?損耗,并根據模 塊的封裝結構獲得模塊的總熱阻,由式( 11)?和式?(12)計算得到的?IGBT?模塊的最高結溫與測試獲得 的結溫進行對比,從圖?8?中可以看出,不同損耗對應 的理論值與實驗測試值均在?4 ℃?以內,表明本文的 損耗測試方法與工程實際較為吻合。

4 結語

本文建立了?IGBT?功率損耗理論計算、參數測 試、結溫預測及結溫實驗驗證等系統方法,通過雙脈 沖測試,對不同負載、驅動參數及環境條件下?IGBT?及二極管開關性能進行測試。基于所獲得的損耗并 考慮芯片間熱耦合影響,建立了?IGBT?結溫預估數 學模型,通過結溫實驗驗證了損耗模型及結溫模型 的準確性。本文的損耗模型及結溫模型對解決工程 實際問題具有較高的參考價值。

審核編輯：湯梓紅