目前，GPS系統(tǒng)已被廣泛地應(yīng)用到人們生活的各個(gè)領(lǐng)域。隨著GPS定位理論研究的不斷深入以及硬件的不斷改進(jìn)，GPS定位系統(tǒng)也日益完善。本文將從軟件實(shí)驗(yàn)的角度分析GPS接收機(jī)高頻通道的工作原理；在此基礎(chǔ)上，設(shè)計(jì)一個(gè)增益分配方案，分析下變頻電路的噪聲特性，同時(shí)給出高頻通道電路在System View平臺(tái)上的系統(tǒng)仿真結(jié)果。

1 、接收機(jī)的天線和傳輸損耗

GPS信號(hào)由于使用了碼元速率fb1=1.023MHz的擴(kuò)頻碼（C/A碼），調(diào)制后信號(hào)將占用2.046MHz帶寬。L1波段（1575.42MHz）信號(hào)的功率譜密度示意圖如圖1所示。擴(kuò)頻后信號(hào)帶寬在fL1=1575.42MHz中心頻率的帶寬為2.046MHz，接收機(jī)天線的帶寬覆蓋范圍至少應(yīng)滿足fL1±fb1=1 575.42±1.023MHz。

接收機(jī)接收的最小功率必須大于-160dBW（-130dBm），為保證這一點(diǎn)，C/A碼調(diào)制的L1載波衛(wèi)星發(fā)射功率必須達(dá)到21.9W （13.4dBW也即43.4dBm）。如果發(fā)射機(jī)的輸出功率為43.4dBm，按最小接收機(jī)輸入電平-130dBm計(jì)算，即感應(yīng)在接收機(jī)天線上的信號(hào)電平最小為-130dBm，則后面仿真所列的實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)都是在假設(shè)傳輸損耗為173.4dB時(shí)得到的。

2 、接收機(jī)高頻通道設(shè)計(jì)

2.1接收通道工作原理

GPS接收機(jī)將天線接收的L1波段粗碼（C/A碼）調(diào)制的擴(kuò)頻信號(hào)經(jīng)濾波、預(yù)放后，傳到后置放大器進(jìn)行再放大，混頻得到較低的中頻信號(hào)。這樣，經(jīng)過下變頻后，中心頻率從fL1移到了中頻fIF，但是頻譜中各分量之間的相比關(guān)系并不改變。以三級(jí)下變頻為例，接收通道的模塊圖如圖2所示，其中天線、濾波和放大器1構(gòu)成動(dòng)態(tài)天線部分。

RF載波下變頻后形成的中頻信號(hào)中心頻率：

fIF3=fL1-fLO1-fLO2-fLO3=1575.42-1400-140-31.111=4.309MHz。其中，fLO1、fLO2和fLO3為三級(jí)本振頻率。混頻的相關(guān)頻率如表1所示。

2.2 接收通道增益設(shè)計(jì)

現(xiàn)在計(jì)算從輸入端到二次混頻后的總增益。當(dāng)?shù)谌位祛l輸入正弦電壓的有效值達(dá)20mV時(shí)達(dá)到硬限幅。按最小接收機(jī)輸入電平約-160dBW（-130dBm）計(jì)算，在50Ω的輸入阻抗上的電壓為：

按從輸入端到通道限幅器前總增益大于109dB計(jì)算，各級(jí)增益分配如下：

前置放大器增益：19dB；

2m電纜損耗：-2.5dB；

后置放大器增益：50dB；

二次混頻增益：-10+（-7）=-17dB；

中頻放大器增益：80dB；

合計(jì)總增益：129.5dB。考慮到接收機(jī)動(dòng)態(tài)下信號(hào)強(qiáng)度下降8dB，這樣輸入到限幅器輸入端總增益為121.5dB。如此設(shè)計(jì)的通道總增益滿足整機(jī)靈敏度要求。

大部分混頻變換增益（75dB）發(fā)生在第三次混頻——將第二次35.42MHz的IF信號(hào)變換到IF輸出頻率4.3MHz處。因此SAW（聲表面波）濾波器的輸出是IF鏈路上對(duì)外部干擾最敏感的部分。第三次混頻的增益控制范圍為60dB。

2.3 通道噪聲特性分析與計(jì)算

在GPS接收機(jī)中整個(gè)RF前端的噪聲特性（NF）如式（1）所示：

其中：F 1：動(dòng)態(tài)天線LNA的噪聲特性（dB）；

F 2：射頻—中頻轉(zhuǎn)換模塊（除IF濾波器外的所有電路模塊）的噪聲特性（dB）；

G1：動(dòng)態(tài)天線LNA的RF信號(hào)增益（dB）；

L1：LNA之后由于RF濾波和電纜引入的RF信號(hào)損耗。

這里，取動(dòng)態(tài)天線LNA的增益+26dB，噪聲特性1.5dB；取射頻—中頻轉(zhuǎn)換模塊（例如GP2015）的噪聲特性為9dB；從動(dòng)態(tài)天線到射頻前端 （包括附加的RF陶瓷帶通濾波器）的同軸電纜長(zhǎng)度引入的損耗是可變的。假設(shè)電纜長(zhǎng)2m，帶通濾波器插損（考慮整體損耗L1）為2.5dB。因此由式（1） 可得：

則接收機(jī)高頻通道的噪聲特性是1.6dB。

對(duì)于一個(gè)既定的動(dòng)態(tài)天線的LNA噪聲特性， LNA增益越高，在射頻—中頻轉(zhuǎn)換部分整體接收到的噪聲特性的獨(dú)立性越小。從噪聲特性上來說，GPS接收機(jī)最好使用帶有低噪聲放大特性的動(dòng)態(tài)天線，天線帶有合適的高LNA增益（》19dB）和非常小的電纜損耗（《-2dB）。

3、 高頻通道電路的系統(tǒng)仿真實(shí)現(xiàn)

依據(jù)圖2高頻通道的原理圖，以及前面分析的增益分配和噪聲特性，構(gòu)建了它的System View系統(tǒng)仿真電路。

3.1 信號(hào)源

這里信號(hào)源采用了簡(jiǎn)單的方式，只模擬了一種C/A 碼，然后與數(shù)據(jù)信號(hào)D碼進(jìn)行模2相加，再調(diào)制到L1載波上，經(jīng)傳輸損耗后到達(dá)接收天線，接收天線收到的信號(hào)是引入噪聲的擴(kuò)頻信號(hào)。噪聲和干擾的仿真通過對(duì)仿真系統(tǒng)中加入假定噪聲或干擾信號(hào)來實(shí)現(xiàn)。這里，噪聲采用了溫度噪聲：阻抗=50Ω，噪聲溫度=300K。C/A碼 以及經(jīng)C/A碼調(diào)制的D碼圖形如圖3所示。其中，經(jīng)C/A碼調(diào)制的D碼延時(shí)了5μs。

經(jīng)L1載波調(diào)制的擴(kuò)頻信號(hào)和接收機(jī)射頻前端接收到的RF信號(hào)如圖4所示。由圖可見，RF前端接收到的GPS信號(hào)淹沒在噪聲中。

3.2 接收到的中頻信號(hào)

第一級(jí)混頻產(chǎn)生的中頻輸出信號(hào)頻譜圖如圖5所示。其中，RF濾波器通帶中心頻率設(shè)置在1575.42MHz，2MHz通帶（-3dB）；第1個(gè)IF濾波器的中心頻率在175.42MHz，為兩極點(diǎn)的chebyshev響應(yīng)，0.1dB波紋。混頻器為有源雙平衡混頻器。

由圖5可以看出第一級(jí)中頻輸出頻率在175.42MHz附近。

第二級(jí)混頻產(chǎn)生的中頻輸出信號(hào)頻譜圖如圖6（a）所示。其中，第2個(gè)IF濾波器為SAW帶通濾波器。中心頻率35.42MHz，通帶2MHz（±1dB），插損14～18dB，止帶》10dB（±2M），群延遲波紋《300ns（34.62～36.22MHz），最大群延遲《1.7ns。SAW 通帶波紋0.8dB；SAW濾波器的頻率響應(yīng)特性用通常的有限沖擊響應(yīng)濾波器（FIR）來仿真。

將圖6局部放大后的頻譜圖如圖6（b）所示，可見第二級(jí)中頻輸出頻率在35.42MHz附近。

第三級(jí)混頻前利用限幅器將第三級(jí)混頻輸入電壓限制在20mV以內(nèi)。第三級(jí)混頻產(chǎn)生的中頻輸出信號(hào)頻譜圖如圖7所示。由圖可見，第三級(jí)中頻輸出頻率在4.309MHz附近。第3個(gè)IF濾波器的中心頻率為4.3MHz。

本文從軟件實(shí)驗(yàn)的角度分析了GPS接收機(jī)高頻通道的工作原理；設(shè)計(jì)了一個(gè)高頻通道的增益分配方案，同時(shí)分析了它的噪聲特性；在此基礎(chǔ)上，對(duì)高頻通道電路進(jìn)行了系統(tǒng)仿真。實(shí)際使用時(shí)可根據(jù)所需要的干擾容限、增益等要求酌情調(diào)整。

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