如果沒有深入了解 PLL 理論以及邏輯開發(fā)過程，可能你在設(shè)計(jì)并調(diào)試鎖相環(huán)(PLL)電路時(shí)會(huì)感到非常棘手。那有沒有比較容易理解或?qū)W習(xí)妙招呢？小A今日就為大家送上一份妙計(jì)錦囊，并提供有效、符合邏輯的方法助你調(diào)試PLL問題。請(qǐng)往下看~

高質(zhì)量仿真，從參考頻率開始

如果不在特定條件下進(jìn)行仿真，則估計(jì)一個(gè) PLL 電路的規(guī)格將會(huì)是十分困難的。因此，進(jìn)行 PLL 設(shè)計(jì)的第一步應(yīng)當(dāng)是仿真。建議工程師使用ADIsimPLL 軟件運(yùn)行基于系統(tǒng)要求的仿真，包括參考頻率、步進(jìn)頻率、相位噪聲（抖動(dòng)）和頻率雜散限制。

許多工程師面對(duì)如何選擇參考頻率會(huì)感到無所適從，但其實(shí)參考頻率和輸出頻率步進(jìn)之間的關(guān)系是很簡單的。采用整數(shù) N 分頻 PLL，則輸出頻率步進(jìn)等于鑒頻鑒相器(PFD)輸入端的頻率，該頻率等于參考分頻器 R 分頻后的參考頻率。采用小數(shù) N 分頻 PLL，則輸出頻率步進(jìn)等于 PFD 輸入頻率除以 MOD 值，因此，您可以使用較高的參考頻率，獲得較小的頻率步進(jìn)。決定使用整數(shù) N 分頻或是小數(shù) N 分頻時(shí)，可犧牲相位噪聲性能換取頻率步進(jìn)，即：較低的 PFD 頻率具有更好的輸出頻率分辨率，但相位噪聲性能下降。

例如，表1顯示若要求具有固定頻率輸出以及極大的頻率步進(jìn)，則應(yīng)首選整數(shù) N 分頻 PLL（如ADF4106），因?yàn)樗哂懈训目値?nèi)相位噪聲。相反，若要求具有較小的頻率步進(jìn)，則應(yīng)首選小數(shù) N 分頻 PLL（如ADF4153）,因?yàn)樗目傇肼曅阅軆?yōu)于整數(shù) N 分頻 PLL。相位噪聲是一個(gè)基本的 PLL 規(guī)格，但數(shù)據(jù)手冊(cè)無法針對(duì)所有可能的應(yīng)用指定性能參數(shù)。因此，先仿真，然后進(jìn)行實(shí)際硬件的測試就變得極為關(guān)鍵。

表1. 相位噪聲確定 PLL 的選擇

甚至在真實(shí)條件下通過 ADIsimPLL 仿真 PLL 電路時(shí)，結(jié)果也可能是不夠的，除非真實(shí)參考以及壓控振蕩器(VCO)的模型文件已包含在內(nèi)。如果未包含在內(nèi)，則仿真器將使用理想?yún)⒖己蚔CO 進(jìn)行仿真。若要求高仿真精度，則花在編輯 VCO 和基準(zhǔn)電壓源庫文件上的時(shí)間將會(huì)是值得的。

PLL 使用與放大器類似的負(fù)反饋控制系統(tǒng)，因此環(huán)路帶寬和相位裕量的概念此處依然適用。通常，環(huán)路帶寬應(yīng)設(shè)為 PFD 頻率的十分之一以下，且相位裕量的安全范圍為 45°至 60°。此外，應(yīng)當(dāng)進(jìn)行針對(duì)真實(shí)電路板的仿真和原型制作，以便確認(rèn)電路符合 PCB 布局對(duì)寄生元件、電阻容差和環(huán)路濾波器電容的規(guī)格要求。

有些情況下，暫時(shí)沒有合適的電阻和電容值，因此工程師必須確定是否能使用其他值。在 ADIsimPLL 的"工具"菜單中隱藏了一項(xiàng)小功能，稱為"BUILT"。該功能可將電阻和電容值轉(zhuǎn)換為最接近的標(biāo)準(zhǔn)工程值，允許設(shè)計(jì)人員返回仿真界面，驗(yàn)證相位裕量和環(huán)路帶寬的新數(shù)值。

寄存器值的判定

ADI PLL 提供很多用戶可配置選項(xiàng)，具有靈活的設(shè)計(jì)環(huán)境，但也會(huì)產(chǎn)生如何確定存儲(chǔ)在每個(gè)寄存器中數(shù)值的難題。一種方便的解決方案是使用評(píng)估軟件設(shè)置寄存器值，甚至 PCB 未連接仿真器時(shí)也能這么做。然后，設(shè)置文件可保存為.stp 文件，或下載至評(píng)估板中。圖 1 顯示 ADIsimPLL 仿真結(jié)果，提供諸如VCO 內(nèi)核電流等參數(shù)的建議寄存器值。

圖 1. ADIsimPLL 仿真軟件提供寄存器設(shè)置的建議值

原理圖和 PCB 布局

設(shè)計(jì)完整 PLL 電路時(shí)，需牢記幾點(diǎn)。首先，重要的是匹配 PLL的參考輸入端口阻抗，將反射降至最低。另外，保持電容與輸入端口并聯(lián)組合值盡量小，因?yàn)樗鼤?huì)降低輸入信號(hào)的壓擺率，增加 PLL 環(huán)路噪聲。更多詳細(xì)信息請(qǐng)參考 PLL 數(shù)據(jù)手冊(cè)上的輸入要求。

其次，將模擬電源與數(shù)字電源相分離，最大程度減少它們之間的干擾。VCO 電源特別敏感，因此此處的雜散和噪聲可輕易耦合至 PLL 輸出。更多注意事項(xiàng)以及詳細(xì)信息，請(qǐng)參考利用低噪聲 LDO 調(diào)節(jié)器為小數(shù) N 分頻壓控振蕩器(VCO)供源，以降低相位噪聲 (CN-0147)

再則，用于組成環(huán)路濾波器的電阻和電容應(yīng)當(dāng)放置在盡可能離PLL 芯片近的地方，并使用仿真文件中的建議值。若您在改變環(huán)路濾波器元器件值之后發(fā)現(xiàn)難以鎖定信號(hào)，請(qǐng)嘗試使用最初用于評(píng)估板的數(shù)值。

對(duì)于 PCB 布局而言，其主要原則是將輸入與輸出分離，確保數(shù)字電路不會(huì)干擾模擬電路。例如，若 SPI 總線太過靠近參考輸入或 VCO 輸出，則訪問 PLL 寄存器時(shí)，VCO 輸出會(huì)在 PLL輸出端產(chǎn)生雜散現(xiàn)象。從熱設(shè)計(jì)角度來看，可在 PLL 芯片底下放置一個(gè)導(dǎo)熱接地焊盤，確保熱量流經(jīng)焊盤，到達(dá) PCB 和散熱片。在極端環(huán)境下使用時(shí)，設(shè)計(jì)人員應(yīng)計(jì)算 PLL 芯片和 PCB 的所有熱參數(shù)。

有效利用 MUXOUT

在調(diào)試階段開始時(shí)，若 PLL 不鎖定，則很難確定應(yīng)當(dāng)從何處開始。第一步，可以使用 MUXOUT 查看是否所有內(nèi)部功能單元都正常工作，如圖 2 所示。例如，MUXOUT 能顯示 R 計(jì)數(shù)器輸出，指示參考輸入信號(hào)良好，且寄存器內(nèi)容成功寫入。MUXOUT 還能檢查檢測器的鎖定狀態(tài)，以及反饋環(huán)路中的 N分頻輸出。通過這種方法，設(shè)計(jì)人員可確定每個(gè)分頻器、增益或頻率值是否正確。這是調(diào)試 PLL 的基本過程。

圖 2. MUXOUT 引腳輔助 PLL 進(jìn)行調(diào)試

時(shí)域分析助力PLL調(diào)試

調(diào)試 PLL 時(shí)，使用時(shí)域分析，演示寫入串行外設(shè)接口(SPI)總線上的寄存器數(shù)據(jù)是正確的。雖然讀寫操作需要的時(shí)間比較長，但請(qǐng)確保 SPI 時(shí)序符合規(guī)格，且不同線路之間的串?dāng)_減小到最低程度。

應(yīng)當(dāng)參考 PLL 數(shù)據(jù)手冊(cè)中的時(shí)序圖，以便確定數(shù)據(jù)建立時(shí)間、時(shí)鐘速度、脈沖寬度和其他規(guī)格。確保留有足夠的裕量，以便在所有條件下都滿足時(shí)序要求。使用示波器檢查時(shí)域內(nèi)的時(shí)鐘和數(shù)據(jù)邊沿位于正確位置。若時(shí)鐘和數(shù)據(jù)線路太過接近，則串?dāng)_會(huì)使時(shí)鐘能量通過 PCB 布線耦合至數(shù)據(jù)線路。這種耦合會(huì)導(dǎo)致數(shù)據(jù)線路在時(shí)鐘的上升沿產(chǎn)生毛刺。因此，讀寫寄存器時(shí)需檢查這兩條線路，尤其當(dāng)寄存器出現(xiàn)錯(cuò)誤時(shí)。確保線路電壓滿足表 2 的規(guī)格。

表 2. 邏輯輸入

復(fù)雜的頻譜分析

頻域中的問題更常見、更復(fù)雜。如果使用頻譜分析儀，則應(yīng)當(dāng)首先檢查 PLL 輸出是否鎖定；如果波形具有穩(wěn)定的頻率峰值則表示鎖定。如果未鎖定，則應(yīng)當(dāng)遵循前文所述的步驟。如果 PLL 已鎖定，則收窄頻譜分析儀帶寬，以便確定相位噪聲是否位于可接受范圍內(nèi)，并將測試結(jié)果與仿真結(jié)果對(duì)照確認(rèn)。測量某些帶寬條件下的相位噪聲，如 1 kHz、10 kHz 和 1 MHz。

若結(jié)果與預(yù)期不符，則應(yīng)首先回顧環(huán)路濾波器設(shè)計(jì)，檢查 PCB板上元器件的真實(shí)值。然后，檢查參考輸入的相位噪聲是否與仿真結(jié)果一致。PLL 仿真相位噪聲應(yīng)與真實(shí)值接近，除非外部條件有所不同，或向寄存器寫入了錯(cuò)誤值。

電源噪聲不可忽略，哪怕使用了低噪聲 LDO。因?yàn)?DC-DC 轉(zhuǎn)換器和 LDO 都可能成為噪聲源。LDO 數(shù)據(jù)手冊(cè)顯示的噪聲頻譜密度通常會(huì)影響噪聲敏感型器件，比如 PLL（見圖 3）。為PLL選擇低噪聲電源，特別是需要為VCO的內(nèi)核電流提供電源。

圖 3. LDO 噪聲頻譜密度

通常 PLL 的輸出端會(huì)有四種類型的雜散：PFD 或參考雜散、小數(shù)雜散、整數(shù)邊界雜散以及外部來源雜散，如電源。所有PLL 都至少有一種類型的雜散，雖然永遠(yuǎn)無法消除這些雜散。但某些情況下，在不同類型的雜散或頻率之間進(jìn)行取舍，可以改進(jìn)整體性能。

若要避免參考雜散，請(qǐng)檢查參考信號(hào)的上升沿。邊沿過快或邊沿幅度過大都會(huì)對(duì)頻域造成嚴(yán)重的諧波現(xiàn)象。另外，仔細(xì)檢查PCB 布局，避免輸入和輸出之間產(chǎn)生串?dāng)_。如需最大程度地減少小數(shù)雜散，可增加擾動(dòng)，迫使小數(shù)雜散進(jìn)入本底噪聲中，但這樣做會(huì)略為增加本底噪聲。

整數(shù)邊界雜散不常見，且僅當(dāng)輸出頻率過于接近參考頻率的整數(shù)倍時(shí)才會(huì)發(fā)生，此時(shí)環(huán)路濾波器無法將其濾除。解決該問題的簡便方法是重新調(diào)節(jié)參考頻率方案。例如，若邊界雜散發(fā)生在 1100 MHz 處，且輸出為 1100.1 MHz，參考輸入為 20 MHz，則使用 100 kHz 環(huán)路濾波器將參考頻率改為 30 MHz 即可消除該雜散。

結(jié)論

調(diào)試 PLL 要求對(duì) PLL 具有深入的理解，并且如果在設(shè)計(jì)階段格外仔細(xì)，就能避免很多問題。若問題發(fā)生在調(diào)試階段，請(qǐng)遵循本文所述之建議，對(duì)問題逐一進(jìn)行分析并逐步解決問題。

審核編輯：何安