隨著半導體行業的發展，開關電源的應用場合不斷拓寬。同時，對開關電源的要求也不斷提高。高功率密度、小體積、低價格成為開關電源行業的趨勢。在半導體技術迅猛發展的背景下，通過選用更加優秀性能的開關管，能夠在同樣的體積空間下輸出更高的功率，從而達到優化開關電源的功率的目的。對于控制回路而言，使用TL431來代替由分立的基準電壓和運放構建的具有反饋功能控制回路，文中首先對TL431的內部結構進行分析，比較了TL431和由通用運放搭建的反饋回路，然后對TL431的靜態工作點設置進行分析和計算，最后計算了由TL431構成的補償環路。

1.TL431簡介

1.1內部結構

Texas Instrument公司開發的TL431是一種穩定性好、三端可調并聯穩壓器，常用作可調壓的電壓基準。其外部結構包含陰極、陽極和參考電壓三個引腳;內部結構框圖如圖1所示，在TL431的大部分應用中，陽極接地，陰極電流的一部分會流過結構框圖左下的鏡像電流源。該電流在電阻上產生的壓降再加上三極管基極B與發射極E的壓降共同構成2.5V的參考電壓。TL431的中間級結構相當于差分放大電路，輸出級為達林頓結構，由此TL431具有內部集成電壓基準以及運放電路的功能。

圖1 TL431內部電路結構

1.2工作原理

根據其功能，TL431可以簡化由內部集成2.5V的基準電壓、差分運放和集電極開路的三極管構成。TL431的簡化圖如圖2所示。當參考電壓引腳上的電壓低于內部基準電壓2.5V時，運放輸出為低電平，三極管關斷，忽略微小的漏電流，此時沒有電流流過TL431;當參考電壓引腳上的電壓高于內部基準電壓時，運放輸出為高電平，三極管導通從陰極抽取電流并迅速進入飽和區;當參考電壓引腳上的電壓非常接近基準電壓時，三極管才工作在放大區，從陰極抽取恒定的電流。通過分析可知，在開關電源中分立的基準電壓加運放做反饋的結構可以被TL431很好地替代。

圖2 TL431功能結構

2.TL431在反饋回路中的應用

2.1由普通運放和電壓基準構成的反饋回路

一般原副邊隔離場合下的開關電源，其功率級的隔離是通過變壓器來實現。反饋信號的隔離主要通過光耦來實現。運放和電壓基準以及光耦構成的反饋回路，如圖3所示。

圖3 運放和電壓基準構成的反饋回路

輸出電壓（Vo）通過電阻分壓后，與參考電壓（Vref）比較。運放輸出誤差電壓信號（Verr），從而控制流過光耦LED的電流Ie。通過光耦在原邊產生電流Ic，由Ic在電阻Rc上產生反饋電壓VFB。反饋電壓再與控制芯片內部的比較器進行比較，產生控制開關管的占空比信號，從而使輸出電壓在不同負載不同輸入電壓的情況下都能穩定在設置好的電壓范圍內。

2.2由TL431構成的反饋回路

TL431內部集成了電壓基準和差分運放，可以在反饋回路中用TL431替代分立的電壓基準和運放。但是在實際運用中，TL431跟分立的電壓基準和運放的工作原理并不完全相同，需要作進一步的分析和研究。由TL431構成的反饋回路如圖4所示。

圖4 TL431構成的反饋回路

輸出電壓通過電阻分壓連接到TL431的電壓基準引腳，當TL431電壓基準引腳電壓非常接近2.5V時，其內部的三級管工作在線性區，并從副邊的輔助電源VCC抽取一個恒定的電流Ie。流過發光二極管的電流Ie會在光敏三級管上感應出與Ie

成比例的電流Ic。

在工程中用光耦的電流傳輸比（CTR）來定義該比值：

原邊的反饋電壓VFB：

其中，VDD是原邊的輔助電源電壓，副邊TL431的陰極電壓：

其中，Vcc是副邊的輔助電源電壓，Vd是光耦發光二極管的導通壓降。

VFB是反饋環路通過光耦隔離之后傳遞到原邊控制芯片的誤差信號，該信號跟芯片內部的斜坡信號（Vramp）進行比較來輸出驅動信號的占空比（du-tyc）cle），使輸出電壓在不同輸人和負載條件下能夠穩壓，如圖5所示。

圖5 反饋誤差信號和占空比

如果開關電源的輸出電壓（Vo）需要增大時，相應的就需要增大驅動信號的占空比，從而反饋的誤差信號（VFB）需要相應的增大，此時副邊流過光耦發光二極管的電流Ie需要相應的減小。

可以看出，副邊反饋電流Ie跟輸出電壓密切相關。若使開關電源能夠穩定工作，需對TL431反饋的靜態工作點進行計算和合理設置。

3.TL431反饋的靜態工作點的計算和設置

TL431直流等效模型可以等效為一個電壓控制電壓源，如圖6所示。

圖6 TL431直流等效模型

計算TL431的開環電壓增益，代人反饋環路中與發光二極管串聯的電阻Rled。

其中，gm是TL431的跨導。

通過Slmetrix仿真計算出TL431的Ref電壓與陰極電流關系，如圖7所示。

圖7 TL431基準電壓與陰極電流關系

從上圖可以看出，在陰極電流小于0.5mA時，TL431的跨導很小。在經過陰極電流0.5mA的拐點之后，跨導gm值大概為4A/V。假設一般情況下，取Rled為0.5k。

將Rled和gm值代人式（5），得到TL431開環電壓增益Gain=66dB，此增益能夠保證控制系統的輸出電壓精度滿足工業系統的要求。因此在正常工作時，要保證TL431的陰極電流足夠大，一般情況下要求大于1mA。

但是在實際設計過程中，某些PWM控制芯片內部比較器所需電流小于1mA，比如TI公司的LM5k系列控制芯片，該芯片的Comp引腳通過一個鏡像電流源把光耦電流映射到內部，映射電流再通過內部的參考電壓5V與5k上拉電阻產生誤差信號與比較器進行比較產生占空比信號，其結構如圖8所示。

圖8 LM5035芯片的COMP引腳及內部比較器

流過光耦的電流：

此時需要為TL431設置偏置電流，以保證在各種工作條件下都有足夠大于1mA的電流流入TL431陰極。普遍的做法是在光耦的發光二極管旁邊并一個阻值1k的電阻，如圖4中所示。光耦的發光二極管壓降大約為1V，所以與二極管并聯的1k電阻上會有1mA的偏置電流產生，以保證TL431有足夠的工作電流。同時，偏置電流也不能設置得過大，太大的偏置電流會增加TL431自身的損耗，也會影響到反饋環路靜態工作點的設置。

參考圖4，當光耦電流Ic為零時，即：

這時，反饋電壓VFB達到最大值，相應的控制芯片會輸出最大占空比。

當光耦的三極管飽和時，光耦電流Ic達到最大值，此時控制芯片輸出最小占空比。

當原邊光耦電流Ic達到最大值時，相應的副邊光耦的發光二極管中電流Ie在CTR為最小值時到達最大，如式（9）：

TL431在工作時陰極電壓需要大于其基準點電壓（2.5V），同時要小于36V。該值可由下式計算得到：

4.TL431小信號環路設計

設置好靜態工作點之后，就需要對電源系統的反饋環路進行補償，以保證系統的穩定性。如圖4所示，獨立輔助繞組供電的二型反饋補償網絡，原邊光耦電容Copto是由于光耦傳輸高頻信號延時而產生的，相當于在系統里引入了一個極點。反饋傳函為：

零點頻率：

開環增益：

如果直接用輸出Vo對光耦供電，整體的反饋環路有所不同，反饋傳遞函數為：

其中兩個極點的頻率跟式的計算結果一樣，而零點的位置更加靠前。零點頻率：

零點fz比極點fp0更低，系統的帶寬會更寬，對于輸出變化的響應會更快。但是相位裕量較之前一種供電方式會低。在實際設計過程中需要根據對系統的估計要求來選擇更優的環路補償方式。

開關電源二型系統補償環路仿真結果如圖9所示。從結果可以看出用TL431和運放構成的反饋回路的頻率響應除了在低頻段相位裕量有微小差別，在其它頻率段表現出的性能幾乎一致。

圖9 TL431和運放構成反饋回路的頻率響應仿真

結語

本文總結了TL431在開關電源反饋回路中的應用，并通過仿真結果驗證TL431在反饋回路中替代分立的電壓基準和運放，從而達到在開關電源的設計中節省空間，降低成本的目的。同時TL431工作時需要的電流也小于分立的電壓基準和運放工作時的工作電流，有利于減小開關電源在空載運行時的損耗。
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