微帶線拐角是微帶線不連續(xù)結構之一，一些有經驗的工程師甚至某些大型通信公司的工藝規(guī)范用所謂的經驗告訴你：使用“3W規(guī)則”進行微帶線拐角，以減小不連續(xù)帶來的反射。然而，大家可曾反問過“3W規(guī)則”是真的嗎？為什么是3W呢？

本文針對微帶線拐角進行了詳細仿真，證明了廣為流傳的“3W規(guī)則”并非性能最優(yōu)的處理方式。同時，我們通過仿真優(yōu)化，提供了其他的方案以供性能指標要求高的場合參考使用。

什么是微帶不連續(xù)？

微帶線作為一種最常見的平面?zhèn)鬏斁€，自上世紀60年代以來已廣泛應用在射頻電路中。圖1表示了微帶線結構示意圖。其中W表示微帶線寬度，t表示微帶線厚度，h表示微帶線到參考地之間的介質厚度，εr表示介質的介電常數(shù)。

圖1 微帶線結構示意圖

實際電路布線時,由于印刷板大小的限制,常需要做彎折走線處理,即在PCB中會出現(xiàn)微帶線拐角,它屬于典型的微帶線不連續(xù)結構之一[1]。文獻[1]給出了微帶線直角折彎的等效模型，如圖2所示，詳細的等效推導請查閱文獻[1]。由于微帶電路尺寸與工作波長可以相比擬,所以這種不連續(xù)性會引入寄生電抗,從而引起相位和振幅誤差、輸入與輸出的失配,以及可能存在的寄生耦合,進而導致電路性能的惡化,影響PCB電路信號的傳輸特性。

圖2 微帶線直角折彎示意圖及等效模型

以2.4G頻段為例，低成本設計中常使用普通FR4板材，并貼裝0402封裝的電容或電感進行阻抗匹配，為減小實際使用中微帶線與元器件焊接的不連續(xù)，微帶線線寬盡量接近0.5mm（0402封裝寬度）。使用AWR公司的TXline軟件計算特性阻抗為50Ω傳輸線的結構參數(shù)，依此為初始值，再使用Ansoft HFSS軟件對直線進行仿真，尋找出反射最小時的結構參數(shù)，最終計算參數(shù)為：

t=0.035mm（1oz銅厚）

h=0.275mm（≈10mil）

εr=4.4，W=0.484mm

仿真結果如圖3所示，當W=0.484mm時，反射系數(shù)S11=-43.26dB，圖中兩條曲線分別表示理論線寬與優(yōu)化后的線寬反射系數(shù)S11，左上角標注了2.4G頻段的反射系數(shù)讀數(shù)，右上角顯示了HFSS仿真模型。相對于理論計算結果W=0.5mm，仿真結果表明經HFSS仿真優(yōu)化后，S11減小了約13dB。

圖3 微帶線直線仿真結果

使用以上參數(shù)對直角折彎進行了仿真，仿真結果如圖4所示，明顯看出，微帶線直角折彎比直線的反射增大了約14dB，達到了-29.82dB。

注：為排除線長影響，本文所有仿真模型中，微帶線總長度相等（50mm）。

圖4 直角折彎仿真結果

你要的“3W規(guī)則”

為了減小微帶線反射，可能會有很多工程師告訴你：遵循3W規(guī)則。

3W規(guī)則是什么呢？3W規(guī)則表示使用半徑大于3倍線寬W的圓弧進行拐彎，能使得轉彎處線寬變化較小，從而減小不連續(xù)性，在微帶線上稱之為“掃掠彎頭”，如圖5所示。

對該結構進行電磁仿真，仿真結果如圖6所示。當掃掠彎頭半徑R=3W時，S11=-34.6dB，當R=4W時，S11反而增加，直到R=11W時，掃掠彎頭的S11才能降到很低，達到-40.03dB。此時就可以解釋文章開篇提出的疑惑之一：為什么是3W？是因為R=3W時，S11值已經能滿足多數(shù)使用要求，如果再增加R（比如R=4W），性能反而稍差，直到R增加到很大才能使得性能指標接近于直線，但此時將占用很大的PCB空間，這在集成度越來越高的PCB布局中是不能接受的。

圖6 掃掠彎頭仿真優(yōu)化結果

不妨試試直角彎曲45°外斜切

文獻[2]提供了其他幾種微帶不連續(xù)性補償?shù)膸追N方案，文獻[3]、[4]、[5]以實驗方法和數(shù)值方法詳細分析了不同結構的微帶線直角彎曲的信號傳輸特性, 對微帶線進行切角處理可以減小拐角處的等效電容,從而補償微帶線直角彎曲的不連續(xù)性效應,理論上這種方法可應用于任意張角的拐角。文獻中指出微帶線直角彎曲45°外斜切結構形式能夠很好地改善信號傳輸特性且存在最佳斜切率。

直角彎曲45°外斜切結構形式如圖7所示，圖（a）中d 表示微帶線直角彎曲內拐角至外拐角的距離，x 表示45°外斜切處至外拐角的距離，并定義外斜切率：m=（x/d）×100 ，當m=0 時意味著微帶線直角彎曲外拐角沒有被切割，而m=100 時意味著微帶線直角彎曲外拐角被完全切割，把微帶線從彎曲處分成了兩部分。

圖7 直角彎曲45°外斜切示意圖

本文對此種方案也進行了仿真，仿真結果如圖8。當斜切率=80時，S11=-41.492dB，反射最小，說明本方案經過優(yōu)化能得到比“3W規(guī)則”更好的性能。對比文獻[3]、[4]、[5]中的經驗公式，仿真結果與之存在一定偏差，仍然需要經過實際調試才能得到最佳性能。

圖8 直角彎曲45°外斜切仿真優(yōu)化結果

文章開篇提出的另一個疑惑此時也迎刃而解：為什么選用3W規(guī)則？通過以上仿真分析和大量文獻顯示，“直角彎曲45°外斜切”法能獲得更有優(yōu)的性能，但是需要仿真結合實際調試才能達到期望的效果，過程相對較為繁雜耗時。對性能要求不高的場合，多數(shù)人會選擇“3W規(guī)則”，加快項目進度。畢竟，時間就是金錢。

用反射抵消反射

微帶線不連續(xù)導致信號反射大，“3W規(guī)則”和“直角彎曲45°外斜切”兩種方案作為補償措施，并沒有完全達到直線的性能。我們對技術的探索、對細節(jié)的深究是不是就只能到此為止了呢？

矛盾總是有兩面性的，我們是否可以利用矛盾抵消矛盾，利用反射抵消反射呢？于是，我們從傳輸線多次反射的觀點[7]出發(fā)，提出一種拐角結構，通過兩次轉折，產生兩次反射，期望能夠利用反射抵消反射。結構如圖9所示，該結構且由小編命名為“雙轉折”，其中Γ1是第一處轉折的反射系數(shù)，Γ2是第二處轉折的反射系數(shù)，θ是兩處轉折之間的傳輸線相位，為了作圖方便，在仿真中以長度L代替，W是線寬，除了轉折處，微帶線其他各處寬度均為W，并與以上仿真中的W值（0.484mm）保持一致。

圖9 雙轉折結構示意圖

通過仿真調試優(yōu)化，當L=10mm時，S11=-42.6dB，達到最小，幾乎等同于直線時的性能。比“3W規(guī)則”提高了約8dB，比“直角彎曲45°外斜切”法提高了約2dB。仿真結果如圖10所示，性能對比表見表1。

圖10 雙轉折仿真優(yōu)化結果

表1 微帶線拐彎方案性能對比表

利用反射抵消反射的方法進行的設計案例還有很多，例如階躍阻抗濾波器和波導法蘭盤[2]。

好了，最后我們來總結一下

微帶線不連續(xù)性的解決方案中，“3W規(guī)則”雖然不是性能最優(yōu)的方案，但在實際應用中，由于其不需要進行詳細仿真與調試優(yōu)化，節(jié)約了開發(fā)時間，因此，在對性能要求并非特別嚴格的場合，依然是最便捷的選擇。“直角彎曲45°外斜切”不僅能得到十分優(yōu)良的性能，而且能節(jié)約PCB空間，在有條件進行仿真并實際調試的情況下，推薦使用此種方案。“雙轉折”方案，雖然能得到與直線相媲美的性能，但由于其仿真調試難度大，且占用空間，并不是十分推薦。

原文標題：微帶線拐角3W規(guī)則，是真的嗎？

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責任編輯：haq