隨著微處理器在較低電壓下逐漸需要更多電流，因此通過將電源放置在盡可能靠近負載的位置來最小化傳導(dǎo)損耗變得非常重要。這增加了負載附近每平方毫米電路板空間的值，尤其是在使用多個功率級時。將 DC/DC 控制器放置在遠離高電流路徑的位置也很重要，當(dāng) MOSFET 柵極驅(qū)動器位于控制器封裝中時，這可能很困難，因為柵極走線也必須保持短。有時，最好的解決方案是使用外部動力傳動系器件或分立式N溝道MOSFET和相關(guān)柵極驅(qū)動器。

LTC?3860 是一款雙輸出降壓型 DC/DC 控制器，專為與驅(qū)動器或功率傳動系器件 （如 DrMOS 和電源模塊） 配合使用而設(shè)計而設(shè)計，從而實現(xiàn)了具有多相操作的靈活設(shè)計配置。最多可并聯(lián) 12 級以增加輸出電流，并可并聯(lián)異相以最大限度地減少輸入和輸出濾波（圖 1）。在多相配置中，兩個輸出電壓（V?外） 和接地端子使用單個差分放大器進行監(jiān)控，即使在通過過孔、走線和互連發(fā)生 IR 損耗的情況下也能實現(xiàn)嚴格調(diào)節(jié)。600mV基準的精度進一步增強了調(diào)節(jié)能力，結(jié)溫為0°C至75°C時，該精度為±0.85%。

圖1.采用 LTC12 的 3860 相降壓型轉(zhuǎn)換器的引腳互連

電壓模式操作可確保每相電流高達30A，同時保持穩(wěn)定的開關(guān)波形。在電流模式轉(zhuǎn)換器中，誤差放大器輸出端的電壓控制峰值或谷值開關(guān)電流，因此必須始終監(jiān)控開關(guān)電流。對于小于100mV的典型檢測電壓和電阻小于1mΩ的電流檢測元件，噪聲的引入始終是一個問題。相比之下，LTC3860 將 VOUT 上的差分檢測誤差電壓與鋸齒斜坡進行比較，后者約為 1V。斜坡控制占空比——誤差電壓越大，每相頂部開關(guān)保持導(dǎo)通的時間越長。

采用集成驅(qū)動器 MOSFET （DrMOS） 的兩相、單輸出穩(wěn)壓器

考慮到對高功率密度、高開關(guān)頻率下效率的提高以及控制器和功率設(shè)備之間的互操作性的需求，英特爾發(fā)布了一套集成驅(qū)動器 MOSFET （DrMOS） 的技術(shù)規(guī)范，用于為其微處理器供電的降壓型 DC/DC 轉(zhuǎn)換器。緊湊的布局減少了雜散電感造成的效率損失。幾家制造商已經(jīng)生產(chǎn)了兼容的設(shè)備。它們預(yù)計工作在 >500kHz （最好為 1MHz），從 25V–1V 輸入在 ~5V 下每相提供 16A 電流，并占用 8mm × 8mm 或 6mm 封裝×具有定義的引腳排列。它們必須接受 PWM 輸入，該輸入用于在輸入為高電平或低電平時交替打開和關(guān)閉頂部和底部 MOSFET。必須能夠關(guān)閉兩個MOSFET（三態(tài)），方法是使PWM引腳懸空或?qū)rMOS的DISB引腳拉低。需要一個外部電感器。

LTC3860 提供了一個與 DrMOS 兼容器件相兼容的 PWM 信號。例如，仙童 FDMF8704 DrMOS 的額定工作頻率高達 1MHz/每相 25A，而 LTC3860 可針對一個 200kHz–1.2MHz 的開關(guān)頻率進行編程。FDMF3860 將 LTC8704 的高電平和低電平命令解釋為頂部 MOSFET 導(dǎo)通和底部 MOSFET 導(dǎo)通。該 DrMOS 無法識別 PWM 引腳上的三態(tài)信號，但當(dāng)其 DISB 引腳被拉低時，其兩個 MOSFET 都會關(guān)斷。LTC3860 的 PWMEN 在 PWM 為高電平或低電平時通過一個漏極開路將拉高。當(dāng)PWM為三態(tài)時，一個外部電阻將PWMEN引腳拉低。因此，功率級的三態(tài)操作是通過將 LTC3860 的 PWMEN 引腳連接到 DrMOS 的 DISB 引腳來實現(xiàn)的。

圖2是一個兩相單輸出轉(zhuǎn)換器的原理圖，在每個功率級中使用FDMF2來產(chǎn)生一個8704V、1A轉(zhuǎn)換器。通過連接CLKIN低電平和FREQ高電平來選擇50kHz的開關(guān)頻率。有效頻率為600.1MHz，因為兩個通道2°異相工作。

圖2.每個功率級使用 FDMF2 的兩相單輸出轉(zhuǎn)換器，可產(chǎn)生一個包含全陶瓷輸出電容器的 8704V、1A 轉(zhuǎn)換器

通過減少時鐘周期之間的延遲，高開關(guān)頻率改善了瞬態(tài)響應(yīng)。所有陶瓷輸出電容器均可穩(wěn)定工作，其低 ESR 可最大限度地降低輸出紋波。圖3顯示了轉(zhuǎn)換器對大負載階躍的瞬態(tài)響應(yīng)。

圖3.圖2所示轉(zhuǎn)換器的負載瞬態(tài)響應(yīng)

電壓模式轉(zhuǎn)換器的一個常見缺點是，當(dāng)它們組合在一起以增加功率能力時，它們不能很好地協(xié)同工作。它們通常使用板載運算放大器的輸出作為環(huán)路補償節(jié)點。由于這些輸出是低阻抗的，因此不能僅僅將它們連接在一起以平衡來自每個功率級的電流。每個相位都需要一個外部電路。

LTC3860 具有內(nèi)部均流功能，并且只需要簡單的引腳配置和 IAVG 引腳上的一個外部電容器即可將相位串聯(lián)在一起。IAVG引腳存儲對應(yīng)于所有相位的瞬時平均電流的電荷。從通道的FB引腳連接到INTVCC，單個差分放大器位于主站FB引腳之前，每個TRACK/SS、COMP和輸出都連接到另一個。功率級現(xiàn)在處于主動平衡狀態(tài)。一個電源良好指示器 PGOOD1 報告欠壓和過壓事件。

相位間的最大電流檢測失配為同一IC或不同IC上通道之間的最大電流檢測失配±2mV。這意味著在多相應(yīng)用中，通道之間的緊密均流，特別是當(dāng)電流檢測元件匹配良好時。在這里，伍爾特744355019電感器的直流電阻被規(guī)定為在10°C時的容差為±20%。 圖4a和4b顯示，在負載瞬變期間，電感電流水平彼此緊密跟隨。

圖4.圖2所示的轉(zhuǎn)換器顯示了負載瞬變兩側(cè)的穩(wěn)定均流：（a）上升沿;（b） 下降沿。

差分放大器提供輸出電壓的遠程檢測。VSNSP和VSNSN在負載點與VOUT和PGND相連。這些引腳之間的電位以單位增益轉(zhuǎn)換為VSNSOUT和SGND之間的電位。VSNSOUT 與導(dǎo)致主通道 FB 的反饋字符串相關(guān)聯(lián)。這種安排克服了由于電路板互連損耗引起的誤差，這通常會導(dǎo)致電源接地和SGND之間的電壓偏移。對于此 1V 輸出，空載和滿負載 VOUT 之間的差異通常僅為 1mV。

當(dāng)效率是重中之重時

當(dāng)效率比最小化電路板空間更重要時，在相對較低的開關(guān)頻率下操作 LTC3860 可降低開關(guān)損耗，而增加一個同步 MOSFET 可降低導(dǎo)通損耗，尤其是在轉(zhuǎn)換器以低占空比運行時。由于DrMOS封裝僅包含一個主MOSFET和一個同步MOSFET，因此使用分立式FET和驅(qū)動器變得非常有益。強大的 LTC4449 驅(qū)動器非常適合于該任務(wù)。

LTC4449 專為驅(qū)動一個同步 DC/DC 轉(zhuǎn)換器中的頂部和底部 MOSFET 而設(shè)計。它接受高、低和三態(tài)輸入，其門限與 LTC3860 電源成比例，因為 LTC4449 VLOGIC 與 LTC3860 VCC 具有相同的電位。LTC3860 的 VCC 范圍為 3V 至 5.5V，如果其降至欠壓閉鎖 （UVLO） 門限以下 （下降 2.9V，上升 3.0V），則 LTC3860 的兩個通道都將被停用。UVLO確保驅(qū)動器僅在VCC處于安全水平時運行。

為實現(xiàn)最高效率，LTC4449 的頂部柵極具有 8ns 和 7ns 的上拉和下拉時間;底部柵極，7ns 和 4ns，同時查看 3000pF 負載。自適應(yīng)擊穿保護可確保死區(qū)時間足夠短以避免功率損耗，但又不會太短以至于發(fā)生交叉?zhèn)鲗?dǎo)。該驅(qū)動器采用扁平的 2mm × 3mm DFN 封裝。

圖 5 示出了采用 LTC400 和分立式 MOSFET 的單通道、4449kHz、單相轉(zhuǎn)換器的原理圖。圖6顯示了與使用相同無源元件以相同頻率運行的DrMOS解決方案相比效率的提高。

圖5.LTC3860 能夠使用 LTC4449 來驅(qū)動分立式 MOSFET。增加了一個同步MOSFET以提高效率。

圖6.圖5所示電路顯示，與典型的DrMOS解決方案相比，效率有所提高。折衷在于電路板空間——DrMOS占用36mm2或 64 毫米2，驅(qū)動器和三個MOSFET占據(jù)101mm2，不包括連接組件的走線。

分立式 MOSFET 還提供高于 DrMOS 要求 （16V） 的輸入電壓能力。LTC3860 的 VINSNS 引腳連接到主 MOSFET 漏極處的電源，可處理高達 24V 的電壓。這使得 LTC3860 應(yīng)用能夠受益于各制造商提供的大量 30V MOSFET。
通過將 FREQ 和 CLKIN 引腳接低電平來設(shè)置工作頻率。其他開關(guān)頻率（從 250kHz 到 1.25MHz）可以使用單個電阻器從 FREQ 到地進行編程，或者與外部信號源同步，如果同步信號發(fā)生中斷，則可以平滑地在電阻設(shè)置頻率之間轉(zhuǎn)換。同步無需外部PLL濾波器組件。

VINSNS引腳監(jiān)視輸入電壓，并立即以與VIN成反比的方式調(diào)整占空比，繞過反饋環(huán)路。該特性有兩個好處：一組補償值在整個VIN范圍內(nèi)工作，并且在線路期間VOUT瞬態(tài)偏差最小，如圖7所示。

圖7.通過其 VINSNS 引腳，LTC3860 提供了線路前饋補償，從而在 VIN 不恒定時防止 VOUT 中的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)變化。

ILIM 引腳提供了一個用于設(shè)置電流限值的手柄。它通過一個外部電阻器提供 20μA 電流，提供與電流限值成比例的電壓。當(dāng)達到電流限值時，LTC3860 對 PWM 輸出進行三態(tài)處理，復(fù)位軟起動定時器，并等待 32768 個開關(guān)周期，然后再重新啟動 （圖 8）。

圖8.LTC3860 的短路行為

LTC3860 能夠啟動至一個預(yù)偏置輸出。當(dāng) TRACK/SS 電壓低于 FB 處的電壓時，LTC3860 將不會切換 （刷新脈沖除外，刷新脈沖使升壓電容器保持充電狀態(tài)）。當(dāng) TRACK/SS 超過 FB 時，開關(guān)開始，但電感電流不允許反轉(zhuǎn)，直到輸出達到調(diào)節(jié)，當(dāng)連續(xù)導(dǎo)通模式開始時。因此，允許輸出緩慢上升（圖9）。

圖9.啟動至分立式 MOSFET 應(yīng)用的預(yù)偏置輸出

當(dāng)需要簡單性時

設(shè)計人員可以選擇在小型印刷電路板上指定整個功率級，而不是選擇功率級組件。它被稱為功率模塊，包括 MOSFET、一個 MOSFET 驅(qū)動器、一個電感器和最小的輸入和輸出電容器。電氣和機械連接是通過表面安裝到主板上的支座進行的。

還提供用于溫度檢測和電感 DCR 檢測的連接。它們通常工作在 12V 輸入，開關(guān)頻率為 400kHz–500kHz，源電流為 20A–40A。與DrMOS不同，電源塊不占用標準尺寸。

LTC3860如圖10所示，與一個三角形電源模塊耦合。這種高電流、400kHz、兩相應(yīng)用可在其輸出端提供2A電流。由于每個通道相對于另一個通道異相工作 45°，因此有效開關(guān)頻率加倍，從而最大限度地減少輸入和輸出電容器上的應(yīng)力。電源模塊的物理尺寸約為 180.1“L × 0.0”W × 5.0“H，從而產(chǎn)生較小的解決方案尺寸。板載MOSFET提供頂部散熱器，在<5°C時需要200LFM氣流。

圖 10.2相單輸出轉(zhuǎn)換器，功率級采用45A三角形電源模塊

這款多功能控制器的一些選項

本文介紹的應(yīng)用使用電感兩端的壓降來檢測均流和電流限制。如果功率損耗略有增加是可以接受的，則使用與電感串聯(lián)的分立檢測電阻可以實現(xiàn)更高的精度。這里的應(yīng)用還具有1.x范圍內(nèi)的輸出電壓。輸出也可低至 0.6V（基準電壓）或高至 4V（差分放大器的最大輸出電壓），在 –1°C 至 40°C 的工作溫度范圍內(nèi)具有 ±125% 的基準電壓精度。

與此處應(yīng)用使用的默認2ms軟啟動不同，每個輸出也可以進行可調(diào)軟啟動（>2ms）和跟蹤。通過從 TRACK/SS 到地增加 >10nF 來實現(xiàn)更長的軟啟動時間。跟蹤是通過以小于0.6V的直流電壓驅(qū)動引腳來實現(xiàn)的。輸出調(diào)節(jié)至內(nèi)部 600mV 基準電壓中的最低值、TRACK/SS 引腳上的電壓或該通道的內(nèi)部軟啟動斜坡。

結(jié)論

LTC?3860 是一款電壓模式降壓型控制器，其支持多達 12 相并聯(lián)和片內(nèi)均流。該器件可與 DrMOS、電源模塊或分立式 MOSFET 以及 LTC4449 驅(qū)動器配合使用。由于 LTC3860 具有一個 PWM 輸出而不是片內(nèi) MOSFET 驅(qū)動器，因此它可以占用電路板空間，遠離關(guān)鍵的高電流路徑。其應(yīng)用包括大電流配電和工業(yè)系統(tǒng)，以及電信、DSP 和 ASIC 電源。LTC3860 采用 32 引腳 5mm × 5mm QFN 封裝。

審核編輯：郭婷