IGBT同時(shí)集MOSFET易驅(qū)動(dòng)和BJT大電流兩個(gè)顯著特點(diǎn)于一身，因此在新能源、高鐵、智能電網(wǎng)、電動(dòng)汽車這些綠色產(chǎn)業(yè)中成為不可或缺的核心功率器件。

IGBT通常為單向器件，自身不具備逆向?qū)芰Γ诖蟛糠值腎GBT應(yīng)用電路中，都需要反并聯(lián)二極管(續(xù)流二極管，F(xiàn)RD)進(jìn)行保護(hù)。

圖1 IGBT的一種常用應(yīng)用電路：三相逆變電路

圖1是一種常用的三相逆變電路。早期且現(xiàn)在仍在采用的做法是分別制作IGBT和二極管，再將兩者封裝在一起，做成IGBT模塊。

這樣的做法使IGBT模塊寄生電感較高、集成度較低。為降低成本、提高芯片的功率密度，IGBT與二極管同時(shí)在集成同一個(gè)硅片上的逆導(dǎo)型IGBT(Reverse Conducting IGBT, RC-IGBT)相繼問世以后，RC-IGBT已有取代傳統(tǒng)集成封裝IGBT、二極管對的趨勢。

下面將為大家逐步揭開RC-IGBT的神秘面紗。

PART

01

圖2 RC-IGBT示意圖

圖中左、中、右圖分別為傳統(tǒng)IGBT、二極管和RC-IGBT的結(jié)構(gòu)示意圖。圖中的RC-IGBT為雙向?qū)щ奍GBT基本的結(jié)構(gòu)。

該結(jié)構(gòu)基于IGBT的薄片工藝，將二極管的陰極集成到IGBT的陽極中，于是傳統(tǒng)IGBT的陽極就變成了P區(qū)、N區(qū)周期性交替排列的結(jié)構(gòu)。而二極管的陽極為傳統(tǒng)IGBT的P-body區(qū)，如圖2中所示。

當(dāng)RC-IGBT正向?qū)〞r(shí)，陽極P-emitter區(qū)向N-drift區(qū)注入少數(shù)載流子空穴，電流從IGBT陰極流出；而當(dāng)RC-IGBT反向?qū)〞r(shí)，器件的電流由正向?qū)ǖ亩O管傳導(dǎo)，即電流從RC-IGBT陽極中n+區(qū)流出。

然而，該RC-IGBT結(jié)構(gòu)存在一些亟待解決的問題，例如，正向?qū)〞r(shí)有電壓折回(Voltage snapback)現(xiàn)象(如圖3所示)，反向恢復(fù)性能差和漂移區(qū)電流分布不均勻等。這些問題是RC-IGBT產(chǎn)品廣泛應(yīng)用的障礙。

圖3 電壓折回輸出曲線示意圖

這次我們先為大家介紹幾種為解決RC-IGBT電壓折回現(xiàn)象而提出的新型結(jié)構(gòu)，關(guān)于其他問題的優(yōu)化方案和理念后續(xù)再逐步介紹。

PART

02

為了能更好的理解電壓折回現(xiàn)象，我們首先對其成因進(jìn)行一下分析。

RC-IGBT正向?qū)ǔ跗?發(fā)生電壓折回之前)，圖2中N-buffer與N + short相連，P-emitter/N-buffer結(jié)短路，RC-IGBT體內(nèi)只有由表面MOS結(jié)構(gòu)流入的電子電流。該電流流經(jīng)N-buffer區(qū)，最終從N + short流出(工作機(jī)理類似VDMOS，稱之為VDMOS模式)。電流分布如圖4所示。

圖4 電壓折回前電流分布示意圖

此時(shí)，由于P-emitter區(qū)不能向N-drift區(qū)注入空穴，N-drift區(qū)也沒有電導(dǎo)調(diào)制效應(yīng)存在，因此RC-IGBT發(fā)生電壓折回之前的導(dǎo)通電阻非常大。由于N-buffer區(qū)擴(kuò)展電阻Rn的存在，電子電流在該路徑上會(huì)產(chǎn)生電壓降V NM (N點(diǎn)、M點(diǎn)如圖2中所示)。

當(dāng)A、M兩端的電壓降VAM等于P-emitter/N-buffer結(jié)的內(nèi)建電勢時(shí)，M點(diǎn)附近的P/N結(jié)開始正偏，部分P-emitter開始向N-drift區(qū)注入空穴，使其發(fā)生電導(dǎo)調(diào)制效應(yīng)，電阻開始降低。RC-IGBT電壓開始折回時(shí)的陽極電壓VAK為V SB ，如圖3所示。

由于RC-IGBT電流的增加，M至N點(diǎn)之間的電勢進(jìn)一步降低，致使該處的 P-emitter/N-buffer 結(jié)逐漸正偏，這樣就有更多的空穴注入N-drift區(qū)，電導(dǎo)調(diào)制效應(yīng)增強(qiáng)，從而形成電流不斷增大而電阻不斷減小的正反饋過程，直至P-emitter/N-buffer 結(jié)完全正偏(工作機(jī)理為IGBT，稱之為IGBT模式)。這個(gè)電流增大的同時(shí)電壓降低過程反映到輸出特性曲線，即為 RC-IGBT的電壓折回現(xiàn)象。

圖5 IGBT工作模式下的電流分布示意圖

從上面分析我們可以看出，電子電流橫向流經(jīng)上的電阻Rn的阻值越大，M點(diǎn)處的P-emitter/N-buffer結(jié)會(huì)越早開啟，N-drift區(qū)會(huì)越早發(fā)生調(diào)制效應(yīng)，從而使得器件從VDMOS模式越快進(jìn)入IGBT模式。

因此，Rn的阻值會(huì)直接影ΔV SB =V SB -VH大小。ΔVSB是電導(dǎo)調(diào)制效應(yīng)帶來的陽極電壓減小幅度，也是能反映電壓 snapback 程度的一個(gè)關(guān)鍵參數(shù)。可以認(rèn)為當(dāng)ΔV SB =0時(shí)，電壓折回現(xiàn)象消失。

PART

03

下文將為大家簡要介紹四種基于以上分析理念(提高電子流經(jīng)路徑上電阻Rn的阻值)而實(shí)現(xiàn)snapback-free的RC-IGBT。

圖6 具有浮空P區(qū)的RC-IGBT

圖6為具有浮空P區(qū)的RC-IGBT結(jié)構(gòu)示意圖。該結(jié)構(gòu)陽極區(qū)存在一浮空P區(qū)。當(dāng)RC-IGBT正向?qū)ㄇ姨幱赩DMOS模式時(shí)，該區(qū)域形成的勢壘阻擋電子從此區(qū)域穿過，而將其限制在圖中所示的窄通道，即Lgap所指區(qū)域。這樣就增加了電子電流流通路徑上的電阻，有效抑制了snapback現(xiàn)象，并且比傳統(tǒng)RC-IGBT具有更小的下降時(shí)間和關(guān)斷損耗。

圖7 具有半超結(jié)的RC-IGBT

圖7為RC-Semi SJ IGBT結(jié)構(gòu)示意圖。該結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)者一改慣用思維方式，另辟蹊徑。采用半超結(jié)結(jié)構(gòu)降低器件漂移區(qū)電阻，從而增加N-buffer擴(kuò)展電阻Rn在總電阻中的比重，使得陽極P/n-buffer結(jié)電壓降大于內(nèi)建電勢而正偏。

圖8 Separated anode-shorted LIGBT示意圖

圖9 3-D n-region-controlled anode LIGBT示意圖;(a)結(jié)構(gòu)圖;(b)截面示意圖

以上討論的理念同樣可以應(yīng)用在橫向器件中，圖8和圖9均為RC-LIGBT結(jié)構(gòu)示意圖。兩種結(jié)構(gòu)均利用高阻的N-drift代替?zhèn)鹘y(tǒng)低阻的N-buffer區(qū)作為電子電流的流通通道以增加R n ，來降低折回電壓。不同之處在于圖9中的結(jié)構(gòu)對該區(qū)域電阻增加了額外的控制包括寬度tn和長度L n ，增加了器件的可調(diào)參數(shù)。

以上就是從RC-IGBT結(jié)構(gòu)出發(fā)，分析RC-IGBT電壓折回現(xiàn)象產(chǎn)生機(jī)理及對改進(jìn)結(jié)構(gòu)介紹的全部內(nèi)容。