作者：Jens Wallmann

工業(yè)和汽車開關轉換器和電機驅動器都需要體積小、效率高、電氣噪聲低的金屬氧化物硅場效應晶體管 (MOSFET)。雙 MOSFET 方法有助于滿足這些要求。

設計精良的雙 MOSFET 將兩個 MOSFET 置于在一個封裝內，減小了在印刷電路板 (PCB) 上的占用空間，降低了寄生電感并通過改善散熱性能，取消了體積龐大、成本高昂的散熱器。這類器件可在數(shù)百千赫茲 (kHz) 頻率下進行無干擾開關操作，在很寬的溫度范圍內穩(wěn)定工作，而且漏電流很低。然而，設計人員必須了解這類器件的工作特性，才能充分認識其優(yōu)勢。

本文以 [Nexperia] 的雙 MOSFET 為例進行介紹，并說明設計人員如何使用這類器件來應對堅固耐用、效率高和空間受限型設計的挑戰(zhàn)。本文討論電路優(yōu)化和 PCB 設計方法，并提供熱電仿真和損耗分析的技巧。

高開關速度下效率更高

雙 MOSFET 適合許多汽車 (AEC-Q101) 和工業(yè)應用，包括 DC/DC 開關轉換器、電機逆變器和電磁閥控制器。這些應用可在開關對和半橋拓撲結構以及其他配置中使用雙 MOSFET。

Nexperia [LFPAK56D]系列是值得一提的雙 MOSFET 器件。該系列器件采用了 Nexperia 的銅夾技術，具有超強的電流能力、低封裝阻抗和高可靠性（圖 1，右）。這些實心銅夾改善了從半導體基板通過焊接點到 PCB 的散熱性能，使約 30% 的總熱量通過源引腳消散。大銅截面還能降低阻性功率耗散，并通過減少寄生線路電感來抑制瞬時振蕩。

圖 1：LFPAK56D 封裝（右）集成了兩個獨立的 MOSFET，并使用與 [LFPAK56]單 MOSFET 封裝（左）類似的銅夾結構。（圖片來源：Nexperia）

與大多數(shù)用于高壓開關轉換器的部件一樣，LFPAK56D 采用了超結技術。這種設計減小了漏源極“導通”電阻 (R DS（開） )和柵漏極電荷 (Q GD ) 參數(shù)，從而最大限度地減少了功率損耗。在同一基板上運行兩個 MOSFET，可進一步降低漏源極電阻。

正如超結 MOSFET 一樣，LFPAK56D 系列具有很強的雪崩事件抵抗能力，并具有很寬的安全工作區(qū) (SOA)。例如，[PSMN029-100HLX]TrenchMOS 器件中的每個 100 V MOSFET 都具有 29 mΩ R DS（開） ，可處理 68 W 功率，并能夠能通過高達 30 A 的電流。

LFPAK56D 系列還采用了 [NXP] 的 SchottkyPlus 技術，以減少尖峰和漏電流。例如，[PSMN014-40HLDX] 的 R DS（開） 典型值通常為 11.4 mΩ，且漏源極漏電流極低，僅為 10 nA。

要充分發(fā)揮 MOSFET 的大電流優(yōu)勢，印刷電路板的設計必須能散發(fā)高熱量并確保電氣連接穩(wěn)定可靠。多層印刷電路板具有足夠多的過孔和大而粗的銅導體軌跡，可確保高散熱性能。

避免出現(xiàn)熱擊穿

雖然完全接通的功率 MOSFET 具有熱穩(wěn)定性，但當漏電流 (I D ) 較低時，就會有熱擊穿風險。在這種工作狀態(tài)下，局部發(fā)熱往往會降低柵源極的閾值電壓 (V GS(次) )，這意味著器件更容易導通。這就造成了一種正反饋情況，更多的電流會導致發(fā)熱更多、V GS(次) 更低。

圖 2 顯示了恒定漏源極電壓 (V DS ) 下的這種效應。隨著 VGS的增大，會出現(xiàn)一個稱為零溫度系數(shù) (ZTC) 的臨界 I D 。大于該電流時，存在負反饋并具有熱穩(wěn)定性（藍色區(qū)域）；小于該電流時，閾值壓降會占主導地位，造成可導致熱擊穿的熱不穩(wěn)定工作點（紅色區(qū)域）。

圖 2：低于 ZTC 點時，MOSFET 會因熱效應導致 V~GS ~下降（紅色區(qū)域）而進入熱擊穿狀態(tài)。（圖片來源：Nexperia）

這種效應降低了低電流和高漏源極電壓下的 SOA。對于具有陡峭 dV/dt 斜坡的快速開關操作來說，這并不是一個大問題。然而，隨著開關操作持續(xù)時間的增加，例如為了減少電磁干擾，出現(xiàn)熱不穩(wěn)定性的可能性增大，并存在潛在危險。

降低高頻開關損耗

為快速開關應用選擇超結 MOSFET 時，低 QGD至關重要，因為該參數(shù)會顯著降低開關損耗。

當漏極、柵極和源極之間同時出現(xiàn)顯著的電壓和電流變化時，開關操作過程中就會出現(xiàn)高功率損耗。較低的 QGD會導致出現(xiàn)較短的米勒平臺 (Miller Plateau)（圖 3，左側），從而導致陡峭的開關斜率 (dV ds /dt)，最終降低開關導通期間的動態(tài)能量損耗（圖 3，右側藍色區(qū)域）。

圖 3：較短的米勒平臺（左側）意味著陡峭的開關斜率，從而導致較低的動態(tài)損耗（右側的藍色區(qū)域）。V全科醫(yī)生是米勒平臺的柵源電壓；VTH是柵極閾值電壓；IDS是漏源電流。（圖片來源：[Vishay]）

抑制雪崩能量并保護 MOSFET

在電機驅動應用中，定子線圈關斷時，坍縮磁場會維持電流流動，從而在 MOSFET 上產生疊加在電源電壓 (V DD ) 上的高感應電壓。然而，MOSFET 體二極管的反向擊穿電壓 (V BR ) 會限制該高電壓。在所謂的雪崩效應中，MOSFET 將流出的磁能轉換為雪崩能量 (E DS )，直至線圈電流降至零。這會使半導體晶體迅速過熱。

圖 4 所示為帶有 MOSFET 開關的簡單線圈控制，以及單次雪崩事件發(fā)生前、發(fā)生期間（時間窗口 t AL ）和發(fā)生后的時間信號。如果雪崩能量耗散量 (E DS(AL)S ) 過高，由此產生的熱量將損壞半導體結構。

圖 4：MOSFET 在單次雪崩事件之前、期間 (t AL ) 和之后的時序信號。（圖片來源：Nexperia）

LFPAK56D MOSFET 采用了堅固耐用的設計。根據Nexperia 實驗室測試結果，該器件可承受數(shù)十億次雪崩事件而不會損壞。考慮到最大雪崩能量，線圈驅動器級可以不使用額外的續(xù)流或鉗位二極管，只使用這些MOSFET 的雪崩工作。

電熱的在線仿真

要提高系統(tǒng)效率，僅靠簡單的品質因數(shù) (FOM)，如 RDSxQGD產品是不夠的。相反，設計人員需要進行更精確的損耗分析，具體包括考慮以下原因造成的 MOSFET 損耗：

• 導通傳導性
• 導通和關斷損耗
• 輸出電容的充放電
• 體二極管的連續(xù)性和開關損耗
• 柵極電容的充電和放電

為了最大限度地降低總損耗，設計人員必須了解 MOSFET 參數(shù)與工作環(huán)境之間的關系。為此，Nexperia 為 MOSFET 建立了精密的電熱模型。這些模型結合了電氣和熱性能，并可反映 MOSFET 的所有重要特性。開發(fā)人員可使用 [PartQuest Explore]在線仿真器，或將 SPICE 和 VHDL-AMS 格式的模型導入其所選擇的仿真平臺。

在撰寫報告時，僅提供 LFPAK56D MOSFET 的電氣型號。因此，下面的熱仿真示例涉及不同類型的 MOSFET，即 [BUK7S1R0-40H]。

[IAN50012 的功率 MOSFET 電熱模型]互動實驗對 BUK7S1R0-40H MOSFET 在接通 36.25 A 負載電流后的三種發(fā)熱情況進行了仿真。圖 5 左側所示為三種仿真設置。

圖 5：所示為使用 PartQuest Explore 在線仿真器對 MOSFET 進行的電熱仿真。（圖片來源：Nexperia）

在上部“t j _no_self_heating”（無自發(fā)熱）情況下，接線端和安裝底座直接與 0°C 環(huán)境溫度 (T 和 ) 相耦合，且無熱阻 (R th )。在中間的“t j _self_heating”（自發(fā)熱）情況下，芯片通過 Rth-j耦合，且 Tj升約 0.4°C。下部所示為安裝底座 (mb)，通過帶有散熱片的六層 FR4 電路板的 Rth_mb與環(huán)境溫度耦合。T MB （綠色）上升至 3.9°C，T j （紅色）上升至 4.3°C。

審核編輯 黃宇