磁性元件的一種最常見的形式就是電感，電感具有一定的感值因而隨著頻率的增加其阻抗也會隨之增大，這點單獨來看就可以作為一個一階高頻濾波器；當我們討論的濾波對象由單一的電流通路(loop或者circuit – 回路)轉變為兩條或者更多條時，就需要至少在每條通路上放置一個電感才能達到同樣的高頻濾波效果 – 這點在實際的磁性元件上有非常簡單而巧妙的設計剛好能滿足，也即我們這里要談到的共模電感(common mode choke)，為什么呢?

因為當通路是多條時（比如最常見的兩條），可以利用同向電流產生的磁通“共享”給另外一條電流通路，使其等效獲得額外的阻抗，也即常說的(磁)耦合。由此，只需要在一個磁芯上繞制兩個相互耦合的線圈繞組，就可以達到比使用兩個單獨電感更好的濾波效果。

以上引出了共模電感基本的功能特性，也即濾波。

那么，首先需要區別開同樣需要利用耦合工作的變壓器和共模電感，因為濾波是對線路上的噪聲進行抑制（或者吸收，后續詳細介紹），從勵磁方向來看是共模的，但是變壓器是對代表著功率的電壓激勵電流進行傳遞，是差模的，因此類似安規電容的接法，共模電感需要處于Y接法（經地回路或者經參考地回路），變壓器則處于X接法（跨接在輸入輸出回路上）。

其次，其共模濾波效果的評估與測量本身需要借助額外的輔助回路，但是實際EMC(電磁兼容性)測試往往只測試由差模和共模共同導致的接收器(LISN – 線性阻抗穩定網絡)端信號來判定是否符合對應的法規標準(比如CE認證)，因此共模電感的作用往往不容易在規格書上找到答案，這也是工程師選型時往往借助經驗而很難做仿真預測的原因。

最后，細心的讀者會發現共模電感名為電感卻并不同于功率電感，既不考慮飽和電流更不做儲能的考慮，并且英語名稱是choke結尾的，所以其實其基本意義還是在于扼流(choke)，后面會講到，正是由于其扼流的效果才能達到濾波的作用，因此叫共模扼流線圈更符合其原理。

接下的篇幅我們來了解共模電感的基本結構原理，應用的分類以及相關的選型，希望對作為工程師的您有所幫助。同時，如果您對相關的介紹出現了疑問或者希望進行探討，請與我們取得聯系，我們的工程師團隊會從元件與應用的角度為您提供盡可能的幫助。

磁場耦合

當空間中另外一個線圈B以某種位置關系接近通電線圈A時(如圖Fig.1)，線圈B中必然會被部分由線圈A所分布的磁通量穿過，形成共享的關系。根據安培定律，當線圈B所包圍的環路中磁通量發生變化時，則會在線圈B的回路上產生感應電動勢，也即感應電壓。

可以預見，如果線圈B是一個不閉合的導電線圈，則無法形成回路電流，而只是在線圈B的兩端形成感應電壓，因為其回路上無電流則自然也不會產生對應的空間磁場；但是，如果線圈B是閉合回路，則一定會有回路電流產生，也即感應電流，同時，既然有感應電流則反過來會形成空間磁場分布，根據線圈B和線圈A的空間關系，線圈A必然也會分享到線圈B的分布磁通量，那么這樣的相互感應最終會是怎樣的一種結果呢？

顯然，如果線圈A只是恒定電流的話，則線圈B在固定位置上是不會感受到其分享到的磁通量發生了變化，因此只有當線圈A中產生變化電流(比如交變電流)是才可能發生彼此的相互感應。在一對一的情況下(僅看一個線圈對另外一個線圈的情況)，感應電流總是產生對抗磁通變化的作用，因此對應的線圈B對線圈A的影響將剛好抵消線圈A共享給線圈B的磁通變化量，兩者相互分享的磁通在變化量上將相互抵消。

磁場耦合在固定位置情況下(不同于電動機或者發電機)，即是描述在交變電流情況下的，不同線圈之間因為共享磁通而產生的相互作用。作為功率轉換或者信號隔離的變壓器，或者用作電流補償型的共模電感，都是這種磁場耦合情況。當設計或者生產某個共模電感時，總是不可避免的需要考慮一個問題：兩個線圈究竟要保證哪些參數是必須滿足要求的？或者說，除了電流和單邊的感值外，有什么是需要考慮兩者之間關系的必要要求？

一種很常見的參數要求即是兩邊的感值誤差必須足夠小，或者有時提出耦合系數必須達到很高(比如>98%)。這是因為作為電流補償型的共模電感，如果漏感過大，將會對差模信號產生明顯的作用，要么造成不必要的差模阻抗(造成信號衰減或者差模帶寬縮減)，要么造成磁芯飽和而影響共模噪聲抑制，因此，有必要對磁場耦合的耦合系數進行控制。

共模電感的應用

本文開篇已經提到，共模電感無非是同時跨接在兩條電流回路上的一個電感，它的作用就是對可能存在于兩個電流回路上的共模噪聲進行抑制或者衰減吸收。但是，這兩個并行電流回路并不限于組成差分回路的情形，比如一對電源線內的L線和N線，又或者是數據線端口上的D+線和D-線，基于共模噪聲產生的原因，凡是共地的傳輸線之間都可能需要進行共模噪聲的抑制。

為了確定共模電感的應用，首先要明白共模噪聲是怎么出現的：如圖Fig.2所示(Infineon一款60W開關電源參考設計：DEMO_5QSAG_60W1)，輸入端為市電輸入85~300Vac，電源端口上接線L,N和參考地之間構成了共地，實際上市電輸入還有一根地線Green Line接到此參考地對接到物理地上。現在L線和N線構成電源回路并且跨接在此Flyback變壓器的原邊，作為主功率開關管的Q11的規格選用了800V的超節MOS管IPA80R600P7，其Rds(on)最大限額為600mΩ，為了有限散熱一般會將散熱媒介(鋁散熱鰭片)貼附在其外殼上，這樣就增加了其高壓管腳端對地的雜散電容，形成容性耦合將高壓高頻的輸入端電壓耦合形成噪音性質的電位勢，在輸入端口的L線和N線上通過參考地也會接收到此電位勢，也即形成了共模噪聲源。

值得注意的是，容性耦合作為EMC測試中傳導測試主要需要面對的共模噪聲源廣泛的存在于各種以AC-DC為主要形式的各種不同拓撲結構的電源，同時，在變壓器的原邊和副邊其實存在非常多的小電流回路，每一個小的電流回路也同時會增加感性耦合的噪聲電流，同樣也會帶來很難預測的共模噪聲抑或是差模噪聲，因此給EMC整改帶來非常多的不確定性，這也是至今無法依靠仿真軟件來做電磁兼容性仿真的原因。

Fig. 2 EMI對應策略元件示例(Infineon DEMO_5QSAG_60W1)

也即，共模噪聲和差模噪聲的幅值疊加出來的，但是顯然只要共模得到抑制，則最終的測試結果將會得到改善。因此，比如在常規的通信和工業類應用EMC標準EN55022中，在150KHz到500KHz上幅值QP必須低于66dBμV，因此此處必須對共模噪聲進行最大66-102.2=-36.2dB的衰減。取-20dB的衰減目標為例，通過簡單計算，在共模回路上主要的阻抗為雜散電容的阻抗，大約在25KΩ，如圖Fig.4所示對應的需要的共模阻抗約為250KΩ，換算為一顆125mH的共模電感。

Fig.3 EMC測試中傳導測試示意圖(共模噪聲和差模信號的回路示意)

Fig.4 濾波器插入損耗的回路(左) 與 對應的衰減幅度和濾波器阻抗的關系(右)

除了在電源線上出現的共模電感應用，在高速信號線上也常常出現共模電感，比如USB3.0，HDMI，LAN等，又或者是一些LVDS的信號線比如CAN BUS，SPI或者RS232，RS485等。在信號線上共模電感的使用，雖然也有抑制共模噪聲的作用，比如為了滿足某種通信規格所需要的共模抑制比，但是更重要的一點卻來自于其附帶的電流補償作用，正如一開始提到的，是電流補償型共模電感。

如圖Fig.5所示，高速信號線一般采用差分對信號進行傳輸，信號線上存在電阻，雜散電容和分布電感，通過雙絞線的形式可以有效的降低雜散電容但是無法去除分布電感，因此在接收端上存在差模輸入電感，線路上的耦合電流會形成信號圖上的噪聲。這些噪聲基于傳輸線的對稱性將接近等量的分布在接收機的兩端，現在在接收端輸入位置放置共模電感，則接近等量的噪聲將通過共模電感的繞組耦合產生抵消，從而極大的降低耦合噪聲，也即電流補償作用使得接收端輸入噪聲降低。

Fig.5 差分信號沿傳輸線從發射端到接收端的傳輸過程(左) 和 在接收端使用共模電感的改善(右)

在信號的眼圖上可以看到，如Fig.6，通過降低線路雜散感量帶來的插入損耗，信噪比將會得到改善，這一點對于更長的傳輸線或者高速的信號線來說很重要。一般來說，以上提到的信號端口使用的傳輸線，通常是90~120Ω阻抗的傳輸線，基于特定的信號帶寬要求，一般選用1倍到10倍的阻抗共模電感來提供-6dB到-20dB的共模抑制，這點和前面講到的電源應用類似，取決于共模噪聲回路的阻抗大小，當然隨著頻率的增高(因為高速信號傳輸的要求)系統共模阻抗將降低，提供過大的感量將使得濾波帶寬變窄，因此需要驗證所選擇的感量是否匹配高速信號的傳輸要求。

Fig.6 差分傳輸線上的線路插入損耗導致信號質量受影響示意圖

共模噪聲的危害

那么，共模噪聲究竟有什么問題呢？為什么EMC測試中常常需要重點對回路上的共模噪聲進行抑制呢？當然，首先是為了滿足各個國家的EMC認證標準，必須對共模和差模信號的幅度進行限制，達到產品的使用安全性同時降低用電側的電器設備可能產生的對電網的或者對鄰域設備的潛在危害。

其次，從電源完整性和信號完整性的角度來看，大多數的用電設備與電器的控制器是工作在低壓狀態的，額外的噪聲電壓會有可能導致控制信號異常或者傳輸的數據異常甚至報錯和宕機，這些異常干擾既可能來自于線路板上也可能來自其噪聲的射頻干擾，比如說移動設備掉線或者廣播的噪音嘯叫。

最后，由于超量的共模噪聲很可能以高頻輻射的形式發射到空間，比如較大的共模回路，或者在天線類似的導體上，對于人身健康是覺察不到的長期危害的。

為了簡化問題，我們把傳輸線等效為赫茲磁偶并由此得到如圖Fig.7所示的共模噪聲輻射模型，測試點距離共模傳輸線的中心位置距離為d，一般這個距離相比電路的尺寸要大得多因此是遠場測試點(Far field)，因此對于天線的遠場輻射其場強為：

這個強度剛好就是標準的限額，這時如果在3米測試點位置有1米長度的導體或者人，它將感受到100μV的電壓。長期處于這樣的環境對于人體健康很很嚴重的影響，累積的輻射量可能引發各種慢性病或者個體病變，這也是EMC認證的重要意義。

Fig.7 共模噪聲的輻射模型與測試點示意圖

大多數的開關電路上的波形結構可以歸為梯形波，其頻率譜是隨著諧波級數的增加幅值呈現-20dB/decade到-40dB/decade兩段降速，節點分別是第1角頻率和上升沿時間角頻率。以上共模的輻射強度的頻率譜顯然是隨頻率以+20dB/decade單增的，因此對于常見的開關電源和方波信號電路，其共模輻射譜將大致如Fig.8圖所示，呈現先升后降的分布特點，因此中間段是最需要特別控制或者進行抑制的部分。

Fig.8 常見梯形波對應的共模噪聲輻射強度分布

共模電感的選型

對于電源線路，其共模噪聲的來源相對比較明確，只是雜散因素難以通過儀器測量，大多數情況下是依賴試驗后再進行分析的方式來逐步逼近結果，因此累積的經驗非常重要。本文在第2節介紹共模電感的應用時已經講到理論上對共模噪聲的幅度預估和對應的共模電感的感量需求，可以作為早期試驗的出發點。

通常情況下，適用在AC-DC電源輸入端的濾波階段的共模電感采用了閉合磁路的磁環作為磁芯，這樣做的好處是可以輕松實現非常低的漏感和非常高的耦合系數，對于高輸入電壓和相對低的開關頻率而言可以提供不錯的高共模阻抗來抑制較高幅值的共模噪聲幅度。

由于磁性材料的磁導率可以分為感性部分和損耗部分，在磁芯接近或者高于阻抗特性最高點時，損耗部分將占據阻抗的主要部分，這時的噪聲抑制不再是通過感抗來降低噪聲幅度，而是通過損耗發熱的形式將噪聲能量吸收，因此適當的(過度飽和將導致阻抗降低)飽和程度并不會影響噪聲的抑制效果，使得我們在挑選共模電感時不必去尋找類似于功率電感中的飽和電流參數。

同時，如果漏感的部分，比如1mH的電感耦合系數99%那么將會有10uH的漏感存在于差分線路上，當考慮差模噪聲抑制(通常是LC濾波橋)時，這一部分漏感也需要考慮在內。

適量的漏感對于高頻差模噪聲抑制有幫助，但是因為共模電感基本上采用的是磁路閉合磁芯，很容易導致在大電流時磁芯飽和，這對電源轉換效率和濾波噪聲帶寬都有影響。提高漏感的占比通常可以選用方形或者框架磁芯結構(UU磁芯或者PQ磁芯等)，也可以通過非對稱繞組()來實現，具體的選擇需要用戶通過差共模分離器鑒別測試后決定是否必要。

對于共模電感的參數而言，主要包括單邊感值，Rdc，額定電流，額定電壓和耐壓Hi-pot。其中單邊感值主要決定了共模阻抗的大小，Rdc是導線的直流損耗，接著損耗帶來的溫升就產生了額定的電流的限額，最后因為使用在高壓線路上所以電壓限額和安規要求分別標出。

但是用戶更希望評估的還是濾波效果，所以一般情況下規格書會提供兩種形式的阻抗特性曲線，一是如圖Fig.9-a所示的共模/差模阻抗形式，二是如圖Fig.9-b所示的插入損耗dB形式，兩者是對等的，插入損耗dB形式的曲線是將共模/差模阻抗折算到50Ω+50Ω的系統內形成的。

Fig.9(a)共模/差模阻抗形式（b）插入損耗dB形式

對于同一個共模系列，不同尺寸的封裝結構適用不同的電流大小和濾波帶寬：尺寸越大，磁芯可以具有更低的磁阻，從而可以減少繞組匝數，這樣銅線的線徑可以放大因此可以適用更大的電流回路；感值越高或者材料磁導率穩定頻率越低，則適用的濾波帶寬更窄，這樣的共模電感放到回路上很可能對高頻端沒有噪聲抑制效果。

科達嘉電子的共模電感目前主要分信號線和電源線兩塊，超過10種系列和50種不同的尺寸封裝以及接近300款不同的標準料號，廣泛適用在諸如CAN BUS，RS485等信號線以及從幾瓦到幾千瓦的不同離線電源設備，我們的研發技術團隊也可以幫忙用戶從測試到分析，或者定制適配規格，到最終完成相關的EMC認證。

相關參考：
[1] Infineon Technologies AG. Engineering_report_DEMO_5QSAG_60W1-AN-v01_00-EN.pdf. www.infineon.com
[2] CODACA公司電感產品資料：www.codaca.com
[3] Clayton R.Paul. Introduction to Electromagnetic Compatibility. 2nd Edition. Wiley-interscience.
[4] Bhag Singh Guru and Huseyin R. Hiziroglu. Electromagnetic Field Theory Fundamentals. 2nd Edition. Cambridge University Press.

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審核編輯 黃宇