以下文章來源于亞德諾半導體 ，作者ADI

本文旨在解決DC-DC開關穩壓器的反饋級設計中面臨的復雜難題，重點關注檢測電阻器(RSENSE)元件。RSENSE對于確保反饋網絡（負責維持輸出電壓）接收來自電感電流的準確信號而言至關重要。失真的信號可能會使電感紋波看起來比實際更大或更小，從而導致反饋網絡出現意外行為。

降壓轉換器用于演示檢測電阻器尺寸不正確所帶來的影響，以及移除RSENSE濾波器元件時會發生什么情況。檢測電阻器的尺寸通常是不正確的，這是因為設計人員會試圖優化效率和操作，而尺寸不正確會導致性能下降。此外，檢測電阻器濾波器元件對于向反饋架構提供準確信息而言至關重要，如果將其移除，則可能會降低SMPS性能。從電感器出來的電流通過一個較小的檢測電阻器轉換為電壓。這一點可以從圖1中看出。

圖1.簡化的原理圖，展示降壓轉換器及其反饋系統的基本操作。該圖可以在應用筆記AN-140中找到。

該電壓充當向反饋邏輯發送的信號，用來調整輸出。為該檢測電阻器選擇正確的值對于確保反饋邏輯接收到電感電流的準確描述而言至關重要。此外，這還可確保RSENSE信號符合數據手冊中檢測電阻器兩端的絕對最大差分電壓。

01/超小檢測電阻器涉及的復雜難題

設計人員可能會為了提高效率而選擇減小檢測電阻器的值。檢測電阻器與電感器和輸出串聯，以便器件可以檢測三角電感電流波形并將其用在反饋環路中。該電阻器中的功率損耗測定方式為Ploss=I2L×RSENSE。設計人員可以通過減小檢測電阻器的值來略微提高其效率。然而，這種方法代價不菲。如果電阻器的值太小，則來自檢測電阻器的信號也會非常弱。這會導致信噪比(SNR)變差，因為噪聲的幅度會變得接近轉換后的電感電流信號。由于信噪比變差，檢測電阻器無法再隔離主信號，從而導致輸出信號上產生噪聲。這通常表現為輸出信號出現抖動，如圖2所示。

圖2.輸出不穩定造成抖動。超小RSENSE輸出波形表現出持續特性。突出顯示的波形采用標稱RSENSE捕獲。

為了解決此問題，設計人員應根據以下公式選擇合適的RSENSE值：

其中Vsense(max)在器件的數據手冊中確定，Imax是可汲取的最大負載電流。每個SMPS可以處理的最大電流(Imax)被定義為電感電流紋波的一半與平均負載電流之和，如圖3所示。

圖3.電感電流波形。

根據此公式選擇值可確保RSENSE值足夠大，足以充分捕獲電感電流紋波。如果設計人員很難選擇合適的值，則可以利用ADI公司的LTpowerCAD計算RSENSE值并獲得建議值，以確保正常工作。如果設計人員關心其設計的效率，他們還可以利用LTpowerCAD中的功率損耗和效率選項卡來確定電路中的功率損耗來源（例如MOSFET開關損耗和電感器DCR損耗），并通過選擇更高效的器件來糾正這些損耗。此外，如果器件具有電感器DCR檢測功能，則可以省略檢測電阻器，電感器DCR檢測功能將檢測電感器兩端的電壓，從而以犧牲可靠性和噪聲性能為代價來提高效率。首選方法是使用檢測電阻器，但如果需要達到峰值效率，可以對電流波形進行電感器DCR檢測。

02/超大檢測電阻器涉及的復雜難題

設計人員在設計SMPS時通常不會選擇超大的檢測電阻器。然而，布局問題會導致PCB走線產生電阻，將其與檢測電阻器的值相加會使總檢測電阻增加。通常，SMPS芯片具有電流限制功能，該功能由檢測電阻器兩端可產生的最大電壓確定。當超過該值時，器件進入限流模式，并且輸出電壓開始隨著負載電流的增加而下降。器件不再調整輸出電壓。這一點可以從圖4中看出。

圖4.超大檢測電阻器的負載調整。該特定DC-DC轉換器的額定電流高達15A，但使用超大檢測電阻器時會在4A左右停止調整

當電感器和檢測電阻器之間的走線大于所需的長度，或者載流走線連接到芯片上的檢測引腳之一時，通常會發生這種現象。由于所選檢測電阻器在毫歐級，因此它對所增加的任何電阻都很敏感。可以通過開爾文連接來避免此問題，如圖5所示。

圖5.這是一個正確的開爾文連接示例。

檢測走線來自檢測電阻器，它與PCB焊盤和載流走線分離。開爾文走線要細得多，并且會盡可能靠近檢測電阻器以避免寄生電阻增加。這使VSENSE能夠準確表示檢測電阻器兩端的電壓。因此，當檢測電阻器由于缺乏正確的開爾文連接、走線太長或只是由于所選值有誤而增加時，電流限制會由于VSENSE(MAX)能夠更快達到而在較低負載下觸發，從而導致負載調整能力變差。

03/什么是等效串聯電感(ESL)？

寄生等效串聯電感(ESL)是表面貼裝器件(SMD)電阻器的固有特性。由于檢測電阻器的值較低（毫歐級），ESL會對檢測架構帶來顯著的影響。因此，為了消除寄生ESL所帶來的影響，必須在檢測走線中添加RC濾波器。設計人員并沒有意識到省略這些元件有什么好處，但可能會為了減小BOM尺寸、降低成本或可能只是忘了包含這些元件而省略它們。

ESL不僅包含檢測電阻器寄生電感，而且還包含由電路板布局和走線引起的總電感。ESL可通過公式3計算：

VESL(step)是檢測電阻器兩端的附加電壓。濾波器需要產生一個RC時間常數，該常數等于或小于計算出的檢測電阻器時間常數(ESL/R)。移除濾波器后，檢測電阻器將表現出與其電阻特性疊加的電感特性。這些可以通過檢測電阻器波形上的尖峰（電壓階躍）觀察到，如圖6所示。

圖6.這是移除濾波器補償系統后的RSENSE信號

此外，由于輸出紋波增加，器件錯誤地認為它已在較低額定負載下達到其內部電流限制，因此會導致負載調整能力變差。

圖7.移除濾波器補償系統后電源的負載調整。該特定器件的額定電流高達15A，但在12A時停止調整

該問題可以通過添加適當尺寸的濾波器來解決。該濾波器可以通過圖8所示的公式確定。

圖8.建議的濾波器補償RC規格。源自LTC3855數據手冊。

這樣做之后，傳送到檢測架構的電壓將會增加。與不帶濾波器的檢測電阻器兩端的信號相比，很明顯，RC濾波器對信號進行了平滑處理，而且消除了ESL階躍。正如預期的那樣，感應尖峰將消失，波形將呈三角形。這一點可以從圖9中看出。

圖9.這是帶濾波器補償系統時的RSENSEE信號。該信號是在濾波電容器兩端測量的，因為它既是濾波器的輸出信號，又是進入反饋系統的信號。

04/結論

本文可作為分析降壓轉換器中檢測電阻器設計問題的指南。此外，本文還為設計人員提供了實用解決方案，以避免出現文中所述的任何干擾行為。盡管檢測電阻器經常被忽視，但其尺寸對于在負載變化時保持穩定的輸出電壓至關重要。如果為了省電而選擇尺寸不合適的檢測電阻器，或者不考慮布局電阻器寄生效應，則可能會導致整個系統的性能下降。此外，忽略檢測電阻器濾波元件將導致向檢測架構反饋的信號不準確，而且會進一步降低系統性能。