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分析反激式電源并開展應用與設計

電子設計 ? 作者:工程師之余 ? 2018-10-14 09:40 ? 次閱讀

變壓器有兩種繞法:順序繞法和夾層繞法。這兩種繞法對EMI和漏感有不同的影響。

順序繞法一般漏感為電感量的5%左右,但由于初,次級只有一個接觸面,耦合電容較小,所以EMI比較好。

夾層繞法一般漏感為電感量的1-3%左右,但由于初,次級只有兩個接觸面,耦合電容較大,所以EMI比較難過。一般30-40W以下,功率不大,漏感能量還可以接受,所以用順序繞法比較多,40W以上,漏感的能量較大,一般只能用夾層繞法。

變壓器的漏感主要與哪些因素有關

繞組順序:夾層繞法一般是先初級,后次級的1/2-1/3.

變壓器形狀:長寬比越大的變壓器漏感越小。

先初級1/2-次級-初級1/2,大家叫這為三明治繞法

夾層?好象是先原邊的二分之一,再逼邊,再原邊的二分之一吧!

分析反激式電源并開展應用與設計

(1)變壓器由于繞制造成的耦合電容偏差對變壓器有那些指標有影響?

(2)如你所說,順序繞法露感較大,耦合電容較小,EMI較好,怎樣從理論上解釋耦合電容小EMI小這一問題?當然我想你這是從變壓器本身來說的,從整個電源來說,漏感較大 的話,整個產品的EMI是不好的。所以我到認為,漏感的因素比耦合電容更能引起EMI難過,我這樣說有道理嗎?

(3)在提到屏蔽層時,我有點不明白屏蔽繞 組在變壓器中是怎樣設計的?

耦合電容是最大的共模干擾傳導途徑。

漏感產生的干擾頻率比較低,也容易處理

這個電容到底起到什么作用?

通常的隔離變換器中,在原邊和副邊需 接一個或兩個耐高壓隔離電容,通常也很小,這個電容到底是起到什么作用呢?事實也是,如果這個電容取得不當,會影響到輸出噪聲指標?不知cmg老哥對這個 電容怎么看?還有就是這個電容連接到原副邊,是接兩個地呢,還是接輸入地端和輸出正端。..?

并不是說不能用三名治饒,功率稍微大一點也只能用這個方法。否則漏感太大。

只是干擾大小的問題,當然在小功率的時候有更多的考慮,比如取消共摸電感,來降低成本。

我發現個有趣的問題,以前我也一直是認為更小的耦合電容對EMI有更多的好處。但我在最 近的實驗中發現當我把漏感控制在0.5%-0.8%時,整機電源的效率顯著上升,再測傳導和輻射發現原本輻射超過標準2個DB變成留有6.4DB余量。 (說明:電源輸出電壓19V,功率75w.采用四段式繞法)

漏感小后,MOS關斷時D-S端的震蕩波形的幅度會減小,而這是最重要的干擾源,小了干擾能量會降低。

在反激式開關電源中,變壓器相當于電感的作用。在開關管導通時,變壓器儲能,開關管關斷時,變壓器向次級釋放能量。那么功率由開關管導通電流確定還是電感量確定?

在反激開關電源變壓器設計時,如何計算變壓器的氣隙?能否詳細介紹開關電源的斜率補償的作用,原理?

功率既不是由電感量確定,也不是由開關管確定,是由你的需要確定。

一般程序是這樣,由功率和經驗效率確定變壓器的型號,也可以由“AP”等書上介紹的方法確定變壓器,我一般是根據經驗確定,要求比較嚴格時用允許溫升確定變壓器型號。確定變壓器后其他參數可算出。包括開關管的電流,這樣就可以選管子。

變壓器的氣隙有相關的公式計算,但注意氣息一般不要大于1毫米,否則可能引起邊緣磁通效應使初級有過熱點。

反激電壓方式不需要斜率補償。電流方式大于50%脈寬,或為了防止噪音影響需要加,計算方法可參考3842應用指南。

分析反激式電源并開展應用與設計

變壓器的兩種屏蔽層。

在小功率電源變壓器中,一般有兩種兩種屏蔽 層,銅薄和繞組。銅薄的原理是切斷了初次級間雜散電容的路徑,讓其都對地形成電容,其屏蔽效果非常好,但工藝,成本都上升。繞組屏蔽有兩種原理都在起作 用:切斷電容路徑和電場平衡。所以繞組的匝數,繞向和位置對EMI的結果都有很大影響??上也粫谶@里畫圖來講解,總之有一點:屏蔽繞組感應的電壓要和 被屏蔽繞組工作時的電壓方向相反。

屏蔽繞組的位置對電源的待機功耗有較大的影響。下節講變壓器浸漆和屏蔽繞組位置對待機功耗的影響。

分析反激式電源并開展應用與設計

你說的屏蔽層是不是這個意思

只是起隔離作用的一個隔離層?(對不 起,我接觸的都是些通訊電源和儀表電源都是體積小的二次片式電源,所用的變壓器也都是采用體積小的表貼變壓器,沒有用什么屏蔽層,也沒有見過其它同類電源 用屏蔽層),你所說的用了屏蔽層的電源主要用在哪方面?這樣一來是不是體積就大了呢?還有你的“屏蔽繞組感應的電壓要和被屏蔽繞組工作時的電壓方向相反” 是什么意思?還有,你的屏蔽繞組輸出接哪兒?最好能圖文結合,這樣大家的興趣不是就來了嗎?

屏蔽的“接地”

屏蔽在初次級間時,其接地可以不接,接原邊地,接次邊地,接大地幾種形式,一般接原邊的地的情況較多。不知道cmg兄是如何處理的。

變壓器的外部加屏蔽,特別在flyback中,由于要加氣隙,在批量小或簡單起見,不是只在中間加,而是磁心截面全有氣隙,為減小外部氣隙的磁場干擾,而加屏蔽的,此屏蔽一般接大地。

是EMI屏蔽,非安全屏蔽。

可以接原邊的地線,也可以接原邊的高壓端,EMI幾乎沒有分別,因為有高壓電容存在,上下對共模信號(一般大于1M后以共模干擾為主)來說是等電位的。

變壓器的外部屏蔽可以不接,也可以接初級地線,其對EMI的影響看繞組內部的情況,但注意安規的問題,接初級地線,磁芯就是初級。

屏蔽繞組對變壓器的工作有影響

屏蔽繞組為了起到很好的作用,一般緊 靠初級,這樣它跟初級繞組之間形成一個電容,屏蔽繞組一般接初級地線或高壓端,這個電容就相當于接在MOS的D-S端,很明顯造成很大的開通損耗。影響了 待機功耗,對3842控制來說還可能引起空載不穩定。當然,加屏蔽也會使漏感增大,但此影響在空載時是次要的。

理論上關斷損耗會小。

但由于關斷電路作用都很強,MOS速度又快,所以對關斷的損耗影響很小。

另外屏蔽引起的損耗嚴格來說不全算開通損耗,有一部分是導通損耗,在開通瞬間和導通后,電容放電。用電流探頭可以很明顯看到導通瞬間有一個很大的尖峰。

我看到很大的電流尖峰,你說的尖峰是不是在FLYBACK的MOSFET開通時有一個很大的尖峰,我以前一直沒法理解這是怎么來的,但我的變壓器好象沒有什么屏蔽呀,只是中間加了絕緣膠帶

如果你能反饒也可以,但在生產工藝上是不可能的。

可以改變繞組從左到右,或從右到左的方向。

分析反激式電源并開展應用與設計

可能你沒有接觸過工廠的生產過程。

骨架換方向當然可以,但生產效率差不多降低40%.變壓器的價格就上來了。

1. 實際的電容總有感抗成分在內,在共模頻率內,接高壓端和地線真對EMI沒有分別嗎?

2. \“變壓器的外部屏蔽可以不接,也可以接初級地線,其對EMI的影響看繞組內部的情況\”,能詳細說明一下嗎?比如順繞和夾繞時外部屏蔽該怎樣處理呢?

3.\“磁芯就是初級\”是什么意思?

第一個確實幾乎沒有影響,我測過很多。

第二個有很多情況,我不一一細說,只告訴你一個原則,繞組最外層如果工作時電壓變動大,則接地有巨大的影響,如果變動小,也有影響,但不是很大,當然電源功率本身很大時最好接地。

第三個是安規的問題,已經有人說了。

3倍之說需要查安規。

但其原理是明顯的,如果安全屏蔽的保險絲電流 額定值比電源保險絲小或一樣大,則發生短路時可能安全屏蔽的保險絲先斷,起不到安全屏蔽的作用。至于外部屏蔽,首先要滿足安規的要求,在此前提下,當然寬 一些會好一點,但增加了成本,只要把兩半磁心的結合面包住就好了,還有一個更好的方法,讓銅帶直接接觸磁心。

反激式電源的開關過程分析。

我看到有個帖子在討論此問題,所以需詳細寫一下。我看到有個帖子在討論此問題,所以需詳細寫一下。很多人對反激電源開關轉換期間的過程不清楚,以至于產生電流突變等想法。我來詳細解釋一下:

MOS關斷后,初級電流給MOS輸出電容和變壓器雜散電容充電(實際雜散電容放電,為簡單,我們統一說充電),然后DS端電壓諧振上升,由于電流 很大,諧振電路Q值很小,所以基本上是線形上升,當DS端電壓上升到在次級的電壓達到輸出電壓加整流管的電壓后,本應該次級就導通,但由于次極漏感的影 響,電壓還會上升一些來克服次級漏感的影響,這樣反映到初級的電壓也略高于正常反射電壓,在這樣條件下,次級電流開始上升,初級電流開始下降,但不要忘記 初級的漏感,它由于不能偶合,所以它的能量要釋放,這時是漏感和MOS輸出電容,變壓器雜散電容諧振,電壓沖高,形成幾個震蕩,能量在嵌位電路消耗掉,這 里要注意一點,漏感的電流始終是和初級電流串聯的,所以漏感電流的下降過程就是次級電流的上升過程,而漏感電流的下降過程是由嵌位電路電容上的電壓和反射 電壓的差來決定的,此差越大,下降越快,轉換過程越快,明顯效率會提高,轉換的過程是電壓電流疊加的過程。

用RC做吸收時,由于穩態時C上的電壓和反射電壓差別不是太大,所以轉換過程慢,效率低,用TVS做吸收時,其允許電壓和反射電壓差很多,所以轉換快,效率高,當然RC耗電是另一個方面。

分析反激式電源并開展應用與設計

我曾經在21ic上請教過您一些問題,對于mos的關斷,通過您上序的分析,已經很透徹 了,其他拓撲應是同樣的原理,比如正激,在mos關斷后,副邊折射電流與激磁電流對coss充電,電壓上升到vin后,按理折射電流應變為零,但正由于漏 感的影響,使電流并不太圖變只剩下激磁電流,正是這個原因,導致電流與電壓重疊時間過長,mos端并電容也沒有明顯效果,所以只能減少漏感來減小關端重疊 時間,實現零電壓關端,我要問的是激磁電感與漏感在一個什么樣的比列下才算正常呢,我目前變壓器激磁電感20uh,漏感為2uh,我總懷疑漏感太大,您說 有無道理呢?

基本同意說明有些不認同,說出來共同分析一下。

你的1得出的結論是不對的,和我的原意不符??赡芪业恼Z文表達差一些。我的意思是初級電壓上升,次級也跟著生,當次級的電壓達到次級輸出電壓加整流管的壓降后,次極整流管應該導通。

1、 不清楚“雜散電容放電”

2、“漏感電流的下降過程是由嵌位電路電容上的電壓和反射電壓的差來決定的”,嵌位電路電容上的電壓不是由反射電壓決定的嗎?(當然和R的放電也有關)。

3、假如正激式電源輸出不要儲能電感,會怎樣?(如有必要,我可以按我的疑惑畫個原理圖,貼在這兒)

4、能不能詳細說說RCD吸收回路吸收初級電感儲能的情況,能不能避免?

5、請回復一下SOMETIMES的“faraday screen and safety screen ”中的疑問好嗎?

1、 與其說“雜散電容放電” ,不如雜散電容反向充電來得準確。

2、“漏感電流的下降過程是由嵌位電路電容上的電壓和反射電壓的差來決定的”,無論怎樣,漏感電流的下降過程是非常劇烈的,故而激起的自感電壓是遠高于副邊反射電壓(MOSFET關斷的尖峰應是因此而起),關斷時刻RCD上的電壓應由自感電壓決定,而和反射電壓無關。

3、這個問題單列出去算了。

4、RCD吸收回路吸收初級電感儲能是因為與反射電壓串聯,反激過程始終存在。用TVS,選擇合適的工作電壓可避免之。

是由電磁定律決定的:u=l di/dt;其中l是原邊漏感,其電流的變化必然感應出一相應電壓,此電壓值由外部電路決定,由公式可知,感應電壓越高,電流變化越快,開關管上的電壓電 流交叉時間越短,關斷損耗越小。(因漏感與原邊勵磁電感串聯,故原邊漏感廚師電流等于開關管關斷時的電流值。)

分析反激式電源并開展應用與設計

1. 怎么說都沒有關系,關鍵是理解這個過程,MOS導通時雜散電容電壓是上正下負,轉換過程結束后是下正上負。

2用RCD吸收,漏感電流下降激起的電壓一般不會高于副邊反射電壓.C上的電壓是反射電壓和漏感電壓的和,當MOS關斷時,C上的電壓和反射電壓 的差決定了漏感的電流下降速度,差U=Llou*dI/dT.當然C上的電壓也包括漏感引起的一個尖峰,C越大時此尖峰也越小。用TVS時因為沒有C,此 尖峰就是TVS的穩壓值。

4.這個問題實際上已說過,RCD的能量有兩部分,漏感能量和一點勵磁能量,原因很簡單:我們設想變壓器沒有漏感,MOS關斷時反射電壓還是加在R上,當然要耗能。

1、 你用安培環路定律做個積分看看。

2、反激變壓器的電流是從異名端流出去的,你用右手螺旋定責看看是不是和先前的磁場方向一致。

對你的第一個問題結論并不正確,根據變壓器線圈的比例關系,可以確定變壓器初次級的電 壓,一般正向道通時次級反壓由初級電壓和線圈比例關系相乘決定,而關斷時邊壓器儲能相當于電源向次級供電,這時的電壓由次級決定,在而實際能量變換是變壓 壓起要求輸出一定的功率,相當于變壓器輸出一定的功率,由負載電阻決定輸出電壓,而這個電壓再根據變壓器線圈比例反饋到初級。所以初級和次級的電壓關系主 要由線圈的匝數比例決定的,在相同的電路下如剛上電時,次級電壓很底,這時初級開關的損耗是會減小,但要知道減少的只是初級MOS管的開關損耗(包括漏 感)。另外輸出電壓很底,整流管的損耗比例相對會成主要的損耗,所以實際電路聯系很多,很多電路都是矛盾的,好的設計就是要找到最佳點

一個經驗值。

順序繞法(先初級,后次級)一般漏感為電感量的5%左右。三明治繞法,一般在3%以下,用屏蔽好的磁心和繞線順序可達1%以下。

RCD吸收回路,如果電容很大,但RC時間常數還是開關周期的1/10到1/5.那損耗 就會很大。會不會RC回路不隻吸收漏感能量,還消耗了一部份初級電感蓄積的能量。也就是說,當MOSFET關斷後,變壓器初級電感蓄能大部分通過次級釋 放,還有一部分被RC回路吸收。加上電容上的直流電壓(n*(Vo+Vd))在電阻上的損耗會很大。

首先加在電容上的直流電壓不是(n*(Vo+Vd)),如果是這個電壓,則電源的轉換時間將非常長。一定會比這個電壓高。

其次,RCD吸收回路吸收的能量恰恰向你說的,是由兩部分組成,一部分是漏感的能量,還有一部分是初級電感儲能。這后一部分是很多人不會想到的。

RC吸收電路的設計。

開關管和輸出整流管的震鈴是每個電源設計工程師最討厭的事情。過度的震鈴引起的過壓可能使器件損壞,引起高頻EMI問題,或者環路不穩,解決的辦法通常是加一個RC吸收電路。但很多人不知該如何選取RC的值。

首先在不加吸收電路輕載下用示波器測量震鈴的頻率,但注意用低電容的探頭,因為探頭的電容會引起震鈴頻率的改變,使設計結果不準。

其次,在測量震鈴頻率時盡可能在工作的最高電壓下,因為震零的頻率會隨電壓升高而變化,這主要是MOS或二極管的輸出電容會隨電壓而變化。

震零產生的原因是等效RLC電路的震蕩,對于一個低損的電路,這種震蕩可能持續幾個周期。要阻尼此震蕩,我們要先知道此震蕩的一個參數,對 MOS,漏感是引起震蕩的主要電感,此值可以測出,對二極管,電容是主要因素,可以有手冊查出。計算其阻抗:知道L,則Z=2*3.14*f*L;知道 C,Z=1/(2*3.14*f*C)。先試選R=Z,通常足可以控制震鈴。

但損耗可能很高,這時需要串聯一個電容來減小阻尼電路的功率損耗??扇绱擞嬎鉉值:C=1/(3.14*f*R)。增加C值損耗就增加,但阻尼作用加強,減小C值當然是相反的作用。

電阻的損耗P=C*(V*V)Fs.當然在某些電路形式里面損耗可能是0.5P. 實際中,可依計算的值為基礎,根據實驗做一些調整。

不知哪位高手可以幫幫忙,替我寫幾部分,謝謝!當然,如果大家感覺沒什么意思,就結束這個專題。

1)RCD吸收電路的設計方法。

2)反激電源多路輸出交叉調整率的產生原因和改進方法。

3) 開關電源電磁干擾產生的原因及對策。

4)反激電源的控制環路零,極點分析及環路定性分析(定量

分析要占用大量的時間和篇幅)

5)大功率反激電源:雙管反激。

6)反激電源的軟開關和無損吸收。

變壓器因為已經有很多帖子了,在此專題里面不在贅述。

千萬不要忽視理論!

理論是指導實踐的,這是真理,如果沒有理論,當你有問題時就無處下手,有的人就到處改,到處試,改好了也不知道其所以然。要知道,電源設計應該是一個嚴格的數學過程,如果不能做到這一點,說明還有很多東西需要學習。

如果我真寫書的話,每一點都會有理論解釋,只是在BBS上,畫圖,寫公式都很麻煩(實際上我根本就不知道怎么弄),所以只能寫幾句。

劉勝利很熟悉,還送了我一本書,他的書基本上是實驗數據堆起來的,很佩服老劉的精神,很大年紀了還在做實驗研究。不過老人家很好玩:你跟他講話一定要先讓他講完,否則插不進嘴。

反激電源多路輸出交叉調整率的產生原因和改進方法。

理論上反激電源比正激電源更使用于多路輸出,但實際上反擊電源的多路輸出交叉調整率比正激電源更難做,這主要是正激后面加了個偶合電感,而反激的漏感不是零。

很多人做反激電源時都遇到這個問題,一路輸出穩定性非常好,但多路輸出時沒有直接取反饋的路的電壓會隨其他路的負載變化而劇烈變化,這是什么原因呢?

原來,在MOS關斷,次級輸出時能量的分配是有規律的,它是按漏感的大小來分配,具體是按匝比的平方來分配(這個可以證明,把其他路等效到一 路就可得出結果)如:5V 3匝,漏感1uH,12V 7匝,如果漏感為(7/3)(平方)*1=5.4uH,則兩路輸出的電流變化率是一樣的,沒有交叉調整率的問題,但如果漏感不匹配時,就會有很多方面影響 到輸出調整率:1.次級漏感,這是明顯的; 2,輸入電壓,如果設計不是很連續,則在高壓時進入DCM狀態,DCM時由于電流沒有后面的平臺,漏感影響更顯著。

改進方法:1,變壓器工藝,讓功率比較大,電壓比較低的繞組最靠近初級,其漏感最小,電壓比較高,功率比較小的遠離初級,這樣就增加了其漏 感.2,電路方法,電壓輸出較高的繞組在整流管前面加一個小的磁珠或一個小的電感,人為增加其漏感,這樣電流的變化率就接近于主輸出,電壓就穩定.3,電 壓相近的輸出,如:3.3V 5V,按我們的解釋其漏感應該差別很小,這時就要把這兩個繞組繞在同一層里面,甚至有時候5V要借用3.3的繞組,也就是所謂的堆疊繞法,來保證其漏感 比。

另外有時候電壓不平衡是由于算出的匝數不為整數造成的,如半匝,當然半匝是有辦法繞的,但半匝的繞法也是很危險的(可參考其他資料),這是我們 可以通過二極管的壓降來調整,如12V用7匝,5V用3匝,如果發現12V偏高,則12V借用5V的3匝,但剩下的4匝的起點從5V輸出的整流管后面連 接,則12V的整流管的壓降為兩組輸出整流管的壓降和,如:0.5(5V)+0.7(12V)=1.2V,另外12V輸出負載變化時,其電流必然引起5V 整流管的壓降變化,也就是5V輸出變化,而5V的變化會通過反饋調整,這樣也間接控制了12V.

1、 關于匝比平方的問題是這樣的:電感值L=匝數的平方*AL(磁芯的電感因子)。本質上還是電感量的問題。能量:P=1/2LI^2.

2、漏感隨便怎么調,如果不采取穩壓措施一個繞組的負載狀態(I)都會影響另一繞組。(個人觀點)

1. 你說的問題是電感的電感量,而漏感是不遵守這個規律的,你可以把其他組的電壓,電流,漏感等效到一組,然后

就看到我的結論,只有每個繞組的電流上升率一樣時,理論上電壓就不會再隨負載而變化。

2.因為漏感受很多因素的影響,不可能完全調整到理想狀態,所以實際上一個繞組還會影響另一個繞組,但可以把這個影響減到實際產品可應用的水平,而不需要加二次穩壓。

這個指的是每路輸出的實際功率是看其負載的大小,而我說的是交叉穩定性,是兩個事情,交叉穩定性不好時,其電壓值在負載大小變化時變化很大。

從一個朋友的角度我建議你還是先去多學點東西,再來發帖。

其實這是 一個改進交叉調整率的方法之一,并不矛盾。其實還有很多方法來改進交叉調整率,如減小RCD電路的電阻,但會造成很大的耗能,所以沒列在里面,還有能量再 生繞組,它是把能量反送會電網,屬于反激軟開關的類型之一。你寫了這么多,其實我看的出來,你壓根就沒理解我的說法。我已經告訴你怎么去把結果推出來,為 何不去實驗以下,你說我的方法無法實現,為何不照我由此推出的改進方法去試一下,實際上我已經幫很多人用此方法改進了交叉調整率,特別是在 DVD,DVR,DVB里面。我將不再回復此帖,信不信由你.

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    開關電源工作原理及波形分析

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