發射極電阻連接到晶體管放大器的發射極端子可以用來增加放大器的偏置穩定性

交流信號放大器電路的目的是將直流偏置輸入電壓穩定到放大器因此只放大所需的交流信號。

這種穩定是通過使用發射極電阻來實現的，它提供了共發射極放大器所需的自動偏置量。 。為了進一步解釋這一點，請考慮下面的基本放大器電路。

基本公共發射極放大器電路

所示的共射極放大器電路使用分壓器網絡來偏置晶體管基極，并且共射極配置是設計雙極晶體管放大器電路的非常流行的方式。該電路的一個重要特征是有相當數量的電流流入晶體管的基極。

兩個偏置電阻結點的電壓， R1 和 R2 ，將晶體管基極電壓V B 保持在恒定電壓，并與電源電壓Vcc成比例。注意，V B 是從基極到地面測量的電壓，它是 R2 的實際電壓降。

這種“A類”類型放大器電路始終設計為使基極電流（ Ib ）小于流過偏置電阻 R2 的電流的10％。因此，例如，如果我們要求靜態集電極電流為1mA，則基極電流 I B 將約為其中的百分之一，即10μA。因此，流過分壓器網絡的電阻 R2 的電流必須至少為此量的10倍，或100μA。

使用a的優勢分壓器在于它的穩定性。由于 R1 和 R2 形成的分壓器負載較輕，因此可以使用簡單的分壓器公式輕松計算基極電壓 Vb 如圖所示。

分壓器方程

然而，這種類型的偏置安排分壓器網絡沒有被基極電流加載，因為它太小，所以如果電源電壓 Vcc 發生任何變化，那么基極上的電壓電平也會按比例變化。然后需要晶體管基極偏壓或Q點的某種形式的電壓穩定。

發射極電阻穩定

如圖所示，通過在晶體管發射極電路中放置單個電阻器可以穩定放大器偏置電壓。該電阻稱為發射極電阻， R E 。添加此發射極電阻意味著晶體管發射極端不再接地或處于零電壓電位，而是位于由歐姆定律公式給出的小于其的電位： V E = I E x R E 。其中： I E 是實際的發射極電流。

現在，如果電源電壓 Vcc 增加，晶體管集電極電流對于給定的負載電阻， Ic 也會增加。如果集電極電流增加，相應的發射極電流也必須增加，導致 R E 上的電壓降增加，導致基極電壓增加，因為 V B = V E + V BE

由于基極通過分壓電阻保持不變R1 和 R2 ，基極上的直流電壓相對于發射極 Vbe 降低，從而降低基極電流并保持集電極電流不增加。如果電源電壓和集電極電流試圖降低，則會發生類似的動作。

換句話說，增加這個發射極電阻有助于使用負反饋控制晶體管基極偏置，這可以抵消任何試圖改變集電極電流的情況基極偏置電壓發生相反的變化，因此電路趨向于穩定在一個固定的水平。

此外，由于部分電源在 R E 下降> ，其值應盡可能小，以便在負載電阻 R L 上產生最大可能的電壓，從而產生輸出。但是，它的值不能太小或者電路的不穩定性會再次受到影響。

然后流過發射極電阻的電流計算如下：

發射極電阻電流

根據一般經驗，此發射極電阻上的壓降為通常認為： V B -V BE ，或電源電壓值的十分之一（1/10），<跨度> VCC 。發射極電阻器電壓的常見數字在1到2伏之間，以較低者為準。發射極電阻值 R E 也可以從增益中找到，因為現在交流電壓增益等于： R L / R E

發射極電阻示例No1

共發射極放大器具有以下特性，β= 100 ， Vcc = 30V 且 R L =1kΩ。如果放大器電路使用發射極電阻來提高其穩定性，則計算其電阻。

放大器靜態電流 I CQ 如下： / p>

發射極電阻上的電壓降通常在1到2伏之間，因此我們假設電壓降， V E 1.5伏。

然后放大器電路所需的發射極電阻的值為：100Ω，最終的共發射極電路如下：

最終公共端發射器放大器

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如果需要，也可以找到放大器級的增益，并給出如下： / p>

發射器旁路電容

在上面的基本串聯反饋電路中，發射極電阻 R E 執行兩個功能：用于穩定偏置的DC負反饋和用于信號跨導和電壓的AC負反饋獲得規范。但由于發射極電阻是反饋電阻，由于交流輸入信號導致發射極電流 I E 波動，因此也會降低放大器增益。

為了克服這個問題，一個電容稱為“發射極旁路電容”， C E 如圖所示，它連接在發射極電阻兩端。該旁路電容導致放大器的頻率響應以指定的截止頻率?c斷開，旁路（因此其名稱）信號電流接地。

電容器看起來像是用于直流偏置的開路，因此，偏置電流和電壓不受旁路電容器的影響。在放大器工作頻率范圍內，電容電抗 X C 在低頻時會非常高，產生負反饋效應，從而降低放大器的增益。

通常選擇旁路電容 C E 的值，以提供至多十分之一（1/10）值的容抗。發射極電阻 R E 在最低截止頻率點。然后假設要放大的最低信號頻率是100Hz。旁路電容 C E 的值計算如下：

發射極旁路電容

然后我們的簡單共射極放大器高于發射極旁路電容的值與發射極電阻并聯是：160μF

分離發射極放大器

增加旁路電容時， C E 有助于通過抵消β不確定性的影響來控制放大器的增益，（β），其主要缺點之一是在高頻時電容電抗變得如此之低以至于它有效地短路了隨著頻率的增加，發射極電阻 R E 。

結果是，在高頻時，電容的電抗允許很少的AC反饋控制，因為 R E 短路，這也意味著晶體管的交流電壓增益大大增加，驅動放大器進入飽和狀態。

一種簡單的方法控制放大器增益超過wh ole工作頻率范圍是將發射極電阻分成兩部分，如圖所示。

分裂發射電阻

電阻在發射極支路中分為兩部分： R E1 和 R E2 形成分壓器網絡發射極支路與旁路電容并聯連接在下部電阻上。

上部電阻 R E1 與以前相同但電容器沒有旁路，因此在計算信號參數時必須考慮到這一點。較低的電阻 R E2 與電容并聯，在計算信號參數時被認為是零歐姆，因為它在高頻時會短路。

這里的優點是我們可以在整個輸入頻率范圍內控制放大器的AC增益。在DC處，發射極電阻的總值等于 R E1 + R E2 ，而在較高的AC頻率下，發射極電阻僅為： R E1 ，與上面原始的非旁路電路相同。

那么電阻值是多少， R E2 。那么這將取決于較低頻率截止點所需的直流電壓增益。我們之前說過，上述電路的增益等于： R L / R E 對于我們上面的公共發射極電路計算10（1kΩ/100Ω）。但現在在DC處，增益將等于： R L /（R E1 + R E2 ）

因此，如果我們選擇比如1（1）的DC增益，則發射極電阻的值 R E2 為：

分裂發射極電阻，R E2

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然后獲得直流增益1（一）， R E1 =100Ω和 R E2 =900Ω。請注意，AC增益在10處相同。

然后，分離發射極放大器的電壓增益和輸入阻抗值介于完全旁路發射極放大器和非旁路發射極放大器之間，具體取決于工作頻率。

發射極電阻摘要

然后總結一下，晶體管的電流放大參數β可能因器件而異。由于制造公差，以及電源電壓和工作溫度的變化，相同的類型和部件號。

然后對于普通發射器A類放大器電路，必須使用能夠穩定的偏置電路操作Q點使得DC集電極電流 I C 獨立于beta。通過增加發射極電阻， R E ，可以降低β對發射極電流值的影響在發射器支路中提供穩定性。

該發射極電阻上的電壓降通常在1到2伏之間。發射極電阻可以通過合適的旁路電容完全旁路， C E 與發射極電阻并聯，以實現更高的AC增益或部分旁路，使用分離電容發射極分壓網絡，可降低直流增益和失真。該電容的值由最低信號頻率下的容抗（ X C ）值決定。