對于每個電氣參數，必須考慮其數值有效時的頻率范圍。傳輸線的串聯電阻也不例外。與其他參數一樣，它也是頻率的函數。圖4.10畫出了RG-58/U和等效串聯電阻與頻率的函數曲線。圖中采用對數坐標軸。圖4.10以相同的坐標軸繪出了感抗WL的曲線。

當頻率低于W=R/L時，電阻超過感抗，電纜表現為一個RC傳輸線。當頻率高于W=R/L時，電纜是一個低損耗傳輸線。

當頻率高于0.1MHZ時，串聯電阻開始增大。這導致更多的衰減，但相位保持線性。這種電阻的增加稱為趨膚效應（SKIN EFFECT）。

傳播因數的實部和虛部（（R+JWL）（JWC））1/2在圖4.11中繪出，損耗單位為標培，相位單位為RAD（弧度）。1奈培等于8.69DB的損耗。圖中顯示了RC區域、固定衰減區域和趨膚效應區域。如圖所示，相對于RC區域和趨膚效應區域，低損耗區域非常窄。

是什么導致了趨膚效應，它與導體外表層有什么關系呢？

1、趨膚效應的機理

在低頻時，電流在導體內部的分布密度是均勻的。從導線的截面圖看，中心和邊緣區域電流的流量是相同的。

在高頻時，導線表面的電流密度變大，而中心區域幾乎沒有電流流過。電流分布的變化如圖4.12所示，低頻時電流均勻地填滿整個導線，高頻時電流只從接近導線表面的地方流過。

為了形象地證明高頻條件下電流的分布，首先假設導線縱向切成多層同心的長管，就像樹樁上的年輪。

自然對稱的形狀可以阻止電流在環間流動，所以必須無誤差地切割，所有電流絕對平行于導線的中心軸。

現在導線被切成許多環，我們可以分別考慮每個環的電感。靠近中心的環，像長而薄的管道，比外部的環有更大的電感。我們知道，在高頻條件下，電流將從電感更低的通路流過。因此，高頻條件下可以預計從外環通路流過的電流比內環更多。實際上正是如此。在高頻條件下，絕大多數的電流聚集在靠近導體的外表面。

趨膚效應的作用力甚至比僅僅基于各個環管電感的預測作用更顯著，實際上，環管間的互感也迫使電流緊貼著導線的外表面流過。

電流滲透的平均深度，稱為趨膚深度。在高頻條件下，趨膚深度是相當薄的。隨著向內部的接近，在趨膚效應作用下，導體內部電流密度按指數規律下降，平均電流深度是頻率W、導體的磁介系數U、電阻系數P的函數：

由于大多數電流在導體表面附近的一個薄的管道中流動，可以想象這個導體的視在電阻會大大增加。增加的大小是趨膚深度的函數。導體的視在電阻與電流流經的深度成反比。上式表明，趨膚深度與頻率的平方根成反比。綜合這些因素，導體的AC電阻與頻率的平方根成正比增長。

趨膚深度是材料的一個屬性，隨導體材料的整體導電率的不同而變化。它不是導體形狀的函數。圖4.13繪出了銅的趨膚深度與頻率的函數曲線。圖4.13中的第二條曲線給出了AWG24圖形銅導線的電阻相對于頻率的變化。當頻率足夠低時，趨膚深度等于或大于導線的半徑，我們只考慮導線的總DC阻抗（電流分布在整個導體內）。當趨膚深度小于導線半徑時，每個英寸的電阻與頻率的平方根成正比增長。下式給出了趨膚深度在有限范圍內的電阻。

其中，D=線路直徑，IN
????? RAC=AC阻抗，Ω/IN
????? PR=相對電阻系數（相對于銅）銅=1.00
????? F=頻率，HZ

在實踐中，運用上式存在的問題是，低頻時得出的電阻值為零。我們知道，直流時導線電阻是一個非零值。下式試圖將AC和DC電阻模型合并到一個公式中。對于該復合模型，沒有一個封閉型的解：下式僅僅是一個有用的近似。

這一方程工更好地模擬了物理現實：低頻時電阻保持常數，高頻時電阻隨頻率的平方根成正比增長。電阻開始增長時的頻率，等于趨膚深度開始小于導體厚度時的頻率。對于圓形導體臨界深度等于導體半徑。對于扁平的矩形導體，例如印刷電路板走線，臨界深度為導體厚度的一半。

對于方形導體，采用上兩式時，用方形導體的周長替代πD，以英寸為單位。

表4.1列出了各種導體中趨膚效應開始起作用的頻率。

如果趨膚效應是一種表面化現象，那么增大表面面積應該對趨膚效應有所幫助。LITZ電纜正是這樣做的。一段LITZ電纜多股導線構成，每股導線彼此之間都是絕緣的，以特定的絞合方式編織到一起。這一絞合保證了每股導線都受一同樣大小的磁力作用，使得每股導線中流過的電流相等。多股導線使總表面積增大，降低了趨膚效應的電阻。LITZ電纜用于巨型超導電電磁線圈以及頻率可達1MHZ的電機轉子中。超過這個頻率，使每股導線中的電流保持均衡就變得幾乎不可能了。

2、趨膚效應區的頻率響應

用式（）替代式（）中的R，可以預測出工作在趨膚效應區的傳輸線的衰減和相移。

以DB為單位的傳輸損耗與電阻成正比，式（）。電阻與頻率的平方根成正比。所以衰減的分貝數必然與頻率的平方根成正比。這一結果清楚地顯示在RG-174/U衰減曲線中，見圖4.14。

介紹傳輸線理論的文章常常重點關注圖4.14的中心區域，位于RC區和趨膚效應區之間。在這個中心區域，電纜衰減隨頻率的變化是平坦的，不存在相位失真，而且特性阻抗也是平坦的，在這個區域，電纜看起來是理想狀態。在實際情況中，即使這個理想的工作區域存在，也是在很窄的范圍以內。

在趨膚效應區，電纜的長度減少一半會使它的頻率響應有4倍的改善。這是因為衰減與電阻和長度之積成正比。當我們減少一半的長度，衰減也將減少一半。當我們把頻率增加4倍時，衰減則增加兩倍。

對于普通的數字傳輸線，總電阻限制在式（）的條件之內就仍然可以使用，但阻抗呈現出隨頻率而變化的特性。以數字轉折頻率點的趨膚效應電阻代入式（），會得到一個保守的精確結果。堅持這一準則，我們的傳輸電路總是會工作得很好，實際通過的上升沿將不會失真。

長距離的數字傳輸系統，采用的數據接收器比通常的TTL電路具有更大的電壓容限，可以容忍大于0.2DB的損耗。損耗預算越大，可以使電路的工作距離越長。

采用式（）直接算出數字轉折頻率處的預期損耗。在前式中加入趨膚效應電阻式（）作為R項。

在數字轉折頻率處限定損耗不超過0.5DB，可以使每個上升沿的95%的幅值都能通過。如果能夠容忍一定程度的上升時間劣化，那么當計算0.5DB損耗的限定時，可以使用其轉折頻率值來算出到達接收器時所希望的信號上升時間。

長距離通信的另一個技巧是使數據編碼具有相同數量的1和0，然后讓它通過一個交流耦合網絡。這個交流耦合的網絡去除了數字信號中由驅動器產生的任何直流偏置分量。其結果是波形的高電平和低電平偏移相等。這個信號的接收器應該具有一個精確的過零決門限。這一方法能夠容忍更大數量的衰減。

限制了連續1或0的最大數目的傳輸編碼還能夠容忍更大一些的衰減。圖4.15舉例說明了對于一個編碼長度受限的系統，最壞情形下的碼型。在A點，數據發送器開始傳輸一長串連續的1。在B點該長電纜的有限頻率響應已經上升到一個最大值。在C點，這個小的數據脈沖通過，該數據脈沖的有效效率是FCLK/2，而整個數據碼型的有效頻率為FCLK/4N。如果這個電纜在FCLK/2處的頻率響應幅值是在FCLK/4處幅值的一半，那么C點脈沖決不可能超過零點門限，而接收器也無法檢測到它。

一個良好的習慣做法是，保證電纜足夠短，以使一個編碼長度受限系統相應的頻率響應之比大于7：10：

超出這個距離限制，就需要采用模擬信號的均衡方式。

3、趨膚效應區內的傳輸線阻抗

一旦越過臨界頻率R/L，WL項隨W呈線性增長，而R（W）項因趨膚效應項也會與W1/2成正比增長。R（W）項相對于WL值一直很小，因此由式（）給出的阻抗值仍然固定在（L/C）1/2。傳輸線的輸入阻抗受趨膚效應的影響并不大。