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　　一、 引言

　　由于短波信道是時變的色散信道，電波在電離層的傳播和反射受各層電離層變化的影響很大，從而導致接收點場強電平的隨機變化，這種隨機變化稱為電波的衰弱。衰弱時，信號電平的下降最高可達幾十dB, 使得短波信號無法正常接收。為了起到互相補償、抗衰弱以及改善接收性能的作用，短波通信通常采用分集接收技術，它包括空間分集、頻率分集、時間分集、角度分集和極化分集等方式, 其中最為常見的是空間分集。分集接收效果的好壞，不僅與分集方式、分集重數等因素有關，而且與接收端所用的合成方式有關。常見的空間分集合成方式有：最小色散合成、最大功率合成、平方律合成、同相合成和最佳比例同相合成等。其中最佳比例同相合成是指在同相合成的基礎上，按照各路信號信噪比和幅度的不同分別予以不同的比例系數加權，使得合成后的信噪比最大的一種最優空間分集合成方法。實現最佳比例同相合成的傳統電路(如鎖相環、數字電路等)由于轉換速度慢等缺點難以符合實時的要求。隨著數字信號處理器(DSP)運算速度的日益提高，高精度大動態范圍模數轉換器(A/D)的出現和廣泛使用，使得采用數字運算方式來完成短波信號的分集合成接收更為簡單和可靠[1][2]。

　　二、接收機的組成

　　短波分集合成接收機主要由模擬前端、A/D、分集合成、數字解調、D/A和音頻處理等六部分組成，實現框圖如圖1所示。

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　　圖1 短波分集合成接收機組成框圖

　　模擬前端共有四個通道分別連接來自四元天線陣的輸入信號，在共用一個本振的情況下，獨立的對四路信號進行混頻、濾波和放大等操作。如圖2所示，從天線陣接收來的RF信號首先和可調諧的一本振(42.2~70.2MHz)進行第一次混頻，轉換為中心頻率為40.2MHz的高頻信號，帶寬為20KHz，調諧步進誤差為1KHz。然后再和固定頻率為40.175MHz的二本振進行第二次混頻，經過放大濾波后得到中心頻率為25KHz，帶寬為12KHz的IF信號。

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　　圖2 模擬前端組成框圖

　　從模擬前端輸出的四路IF信號分別通過16位的A/D以100KHz的采樣速率進行模數變換后，得到的四路數字信號送入DSP的分集合成模塊。分集合成模塊根據合成算法將四路信號合成為一路同相數字信號后將這路信號送入DSP的數字解調模塊。解調后的信號通過D/A數模變換后送到音頻處理單元。音頻處理單元完成音頻信號的模擬濾波和增益調節等功能之后輸出音頻信號。

　　三、 分集合成算法

　　分集合成單元采用的合成算法是最佳比例同相合成算法。最佳比例同相合成是指在同相合成的基礎上，按照各路信號信噪比和幅度的不同分別予以不同的比例系數加權，使得合成后的信噪比最大的一種空間分集合成方法，其算法實現框圖如圖3所示：

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　　圖3 分集合成單元組成框圖

　　DSP通過對輸入信號的實時采集和計算，確定數字移相的度數和比例調整系數的大小。分集合成單元完成的主要功能是：

　　1) 計算4路信號的信噪比和幅度，以及信噪比最大的一路信號與其它三路信號的相位差;

　　2) 通過數字移相使得四路信號的相位一致;

　　3) 根據每路信號的信噪比和幅度分別予以不同的比例系數加權;

　　4) 加權后的四路同相信號直接相加。

　　1.數字移相

　　數字移相是利用公式

　　SinωnCosθ+CosωnSinθ=Sin(ωn+θ)

　　來實現的。首先將要移相的信號分成兩路，一路先移相90o變成Cosωn，然后根據要移相的相位差θ將兩路信號分別乘以Cosθ和Sinθ，再將兩路信號相加便是Sin(ωn+θ)的移相信號。數字移相器的算法實現框圖如圖4所示：

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　　圖4 數字移相器的算法流程圖

　　2 加權比例系數

　　假設四路信號的加權比例系數分別為K1,K2,K3,K4;四路信號的幅度分別為US1,US2,US3,US4;四路信號的噪聲相等,UN1=UN2=UN3=UN4。則合成后的信號和噪聲電壓分別為：

　　US=K1US1+K2US2+K3US3+K4US4 (1)

　　UN= (2)

　　合成后的信噪比為：

　　S/N= US/UN (3)

　　則可以計算出[3]當

　　K2/K1=US2/US1, K3/K1=US3/US1, K4/K1=US4/US1 (4)

　　時合成后的信號信噪比最大，最大信噪比為

　　(S/N)max= S1/N1+S2/N2+S3/N3+S4/N4 (5)

　　需要說明的是當某路信號幅度很小(與最大幅度相差10倍以上)或信噪比很小(小于0.2dB)時，該路信號將不參予合成。算法運算時先找出信號幅度最大的一路信號(對應K1=1)，根據(4)式確定K2、K3和K4, 然后根據(1)式直接相加合成信號。

　　四、數字解調算法

　　在這個接收機中我們只考慮了短波調幅信號的解調。當然也可以在DSP上外接一個命令輸入單元，根據不同的輸入命令用不同的數字信號解調算法來解調不同調制方式的短波信號[4]。由于模擬前端的本振存在步進誤差，使得進入數字解調單元的信號載頻不夠準確，采用SSB解調方法會產生較大的差頻聲。一種較為有效的AM信號解調方法是包絡檢波法，其算法流程如圖5所示。

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　　圖5 AM信號解調算法流程圖

　　設載波信號為uccos(ωct+ψ),調制信號為m0+mΩ(t),則接收到的標準調幅信號為：

　　S(t)=[m0+mΩ(t)] uccos(ωct+ψ)

　　設：

　　mI(t)= [m0+mΩ(t)] uccosψ

　　mQ(t)= [m0+mΩ(t)] ucsinψ

　　則調制信號可以分解為載波的同相分量和正交分量，即mI(t) cosωct-mQ(t)sinωct。將輸入信號分別與本地載波cosωct和sinωct相乘，得到的帶通信號搬移到零中頻(為了克服模擬前端本振的步進誤差)，然后再進行低通FIR抗混迭濾波和4:1抽取并使采樣頻率從100KHz降低到25KHz，通過低通LPF2濾波，可得到同相分量和正交分量：

　　I(t)=0.5mI(t)=0.5 [m0+mΩ(t)] uccosψ

　　Q(t)=0.5mQ(t)=0.5 [m0+mΩ(t)] ucsinψ

　　求出包絡:

　　A(t)= =k[m0+mΩ(t)]

　　即完成了短波AM信號的解調

　　五、實驗結果

　　將短波天線陣接收下來的四路信號連接到接收機的天線輸入端。用2個2路頻譜分析儀分別接在DSP的四個輸入端，在DSP的輸出端也連接一個頻譜分析儀，抽測輸入信號和輸出信號的信噪比用來檢測分集合成單元的工作情況。幾組典型的實驗數據如表1所示(單位:dB):

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　　上述數據表明，只要有一路信號較好即可滿足數字解調要求。樣機制作完成后，用來接收實際的短波信號，通過長期的監聽效果表明我們研制的短波分集合成接收機達到了實用要求。嚴格的性能測試和整機的進一步優化與改進仍在進行中。

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