1 前言

由于世界上日趨嚴重的能源危機，發光二極管（LED）作為一種高效率光源得到了高度重視，不僅消費電子產品中的手機、PDA、液晶電視等的背光光源中已普遍應用白光LED，在公共交通信號標志，工業通信照明系統、汽車燈具以及用量巨大的普通工業與民用照明領域也將獲得廣泛應用。作為光源，LED的優勢主要體現在三個方面：節能、環保和長壽耐用。首先，LED的能耗理論上僅為白熾燈的10%，熒光燈的50%;在使用壽命方面，LED是利用固體發光，耐震、耐沖擊、不易破碎，預期壽命可達10萬小時。在環保方面，由于在生產環節中不使用汞等易污染物，廢棄物可回收無污染。

LED應用中的一個技術關鍵是提供與其特性相適應的電源或驅動電路。在照明應用中，現今的高亮度白光LED的工作電流可達150mA~3A，導通壓降高達3~5V，以提供更高的亮度。由于功率的增加，傳統的電阻限流，線性調節，電荷泵的驅動方法的效率受原理的限制已無法進一步提高，PWM開關電源型的直流變換器就成為首選的LED驅動解決方案。本文提出一種應用于升壓LED驅動電路的控制器的芯片，考慮到LED是典型的電流型器件，電流的波動會影響其發光效率和色彩，而電流超過額定值將損害其壽命與可靠性。因此，在LED驅動中電流模式控制具有明顯的優點。而且PWM控制技術發展至今，其電流控制模式也已發展出多種模式。相對于環路設計較為復雜的平均電流控制模式和電磁干擾問題較多的遲滯電流控制模式，峰值電流控制模式環路設計較為簡單，且可以有效地限制電流。

考慮到上述因素，芯片在設計中采用了峰值電流控制模式，并集成了斜坡補償電路，使之具有較寬的電壓工作范圍（3~16V）。本文首先給出了整個控制系統的建模與環路補償設計，接下來針對LED調光的要求在傳統的峰值電流模式控制器模塊的基礎之上設計數字調光功能的模塊。第三部分介紹了芯片中的無采樣電阻的控制功能電路，實現直接通過采樣功率開關管漏源電壓，即Rds（on）采樣來采樣電流，減少了采樣電阻上的損耗，可以有效地提高系統的效率。最后給出控制芯片的系統結構、版圖和各種模式下的測試結果。

2 系統建模與環路補償設計

升壓型LED驅動電路以及控制環路圖如圖1所示。通過電阻Rs1采樣負載LED電流輸入電壓誤差放大器（EA），誤差放大器的輸出經過補償網絡輸出作為電流峰值比較器的基準，電阻Rs2采樣開關管S1上的電流輸入比較器的正端，Ramp是峰值電流控制中的斜坡補償電流。時鐘信號CLK確定開關頻率與開關管的開通，當電流信號大于設定的閾值時，比較器的輸出變高觸發邏輯電路翻轉開關管關斷。

圖1 升壓型LED驅動電路控制圖

可建立如圖2所示的小信號模型電路。對于升壓型的功率級電路，利用狀態空間平均法可以得到原功率級兩個重要的傳遞函數Gvd（s），Gid（s）并根據圖中模型可以推導出輸出電壓對指令電流信號的等效功率級傳函Ap（s）。

圖2 峰值電流模式控制小信號模型

其中Fm=1/MaTs，Fv=D‘’2Ts/2L，Ma是斜坡補償電流的斜率，L是濾波電感，Ts是開關周期，D是穩態占空比?？紤]整個環路的傳遞函數T（s）；

補償前的環路傳函幅相頻曲線如圖3中所示，系統有兩個極點（p1，p2），一個左半平面的零點z（輸出電容ESR引起），一個右半平面的零點z1.這里需要指出的是，如果沒有帶斜坡補償電路的電流反饋控制系統的引入，輸出LCR網絡決定環路系統是一個高Q值的系統，而電流反饋使得系統的Q值大大地減小，但右半平面的零點會提高穿越頻率并使得相位裕度更差?？梢圆捎玫难a償方法是加入一個單零點單極點的補償網絡如圖3所示，Gc（s）表達式為，

圖3 補償前后系統開環頻率響應

其中z2用來補償極點p1，坐標原點的極點可以提高低頻的環路增益以較小直流穩態誤差，p3抵消z1帶來的幅度增加，抑制接近開頻頻率的噪聲，最終的穿越頻率fc設定在開關頻率的1/10左右。最簡單的補償方法也可以采用單極點的補償網絡，為保證相位裕度就會帶來缺點即環路的帶寬會更小，系統動態響應變慢。對于實際應用的升壓型的LED驅動電路進行建模并在MATLAB中仿真結果（如圖4所示），從仿真的結果看，環路在這種斜坡電流和補償網絡設計下在穿越頻率附近的相位裕度大于45°，系統是穩定的，與公式推算的結果基本相符。

圖4 MATLAB仿真結果

3 LED調光模式的設計

許多便攜式LED的應用中都需要有調光的功能。例如LCD的背光應用中，調光可以改變亮度和對比度。現今有兩種比較常用的調光方式：模擬調光和PWM調光。模擬調光通過反饋環路直接改變LED的電流實現發光亮度的調節，缺點是會帶來色彩漂移和發光效率的下降；PWM調光（PWM Dimming）通過保持流過LED的最大電流減小導通占空比來實現，如果要實現50%的亮度就要LED電流采用50%的占空比。需要注意的是PWM調光信號的頻率必須大于100Hz，以使人眼不會被發現燈的閃爍，而最大的PWM調光頻率由電源的啟動時間或者響應時間決定。在升壓型LED驅動電路中增加了一個功率管串聯在LED支路上，所以對于控制器而言需要增加額外的驅動電路，增加了系統的復雜程度，但換來的是真色彩的調光效果，所以現有的LED驅動產品中廣泛加入了PWM調光功能。典型的調光范圍可以由調光比（Dimming Ratio）來衡量，即調光PWM的周期與導通時間的比例，數值越大說明調光的能力越強。

圖5給出芯片在升壓型的應用中PWM調光的控制圖。從圖中可以看出，外部的PWM信號控制與LED負載串聯的開關。利用運放的外接補償電容CEAOUT，當PWM信號為低電平時斷開運放輸出端與補償電容的通路，維持電容上的電壓直到下個PWM周期。利用這種控制方法，當開關頻率在700kHz，PWM頻率100Hz的情況下，最大的調光比可以達到3000 ∶ 1.

圖5 PWM調光控制圖

4 無采樣電阻模式的設計

利用功率MOSFET的導通電阻Rds（on）作為采樣電阻的方法可以省去峰值電流采樣電阻Rs2，減少了不必要的功率損耗提高了整體的效率，同時減少了外圍的元器件和系統所占的空間，這種方式稱之為無采樣電阻模式。這種模式也存在一些問題：（1）當MOSFET關斷時，漏端的電壓可能會迅速升高，這就對電流峰值比較器提出了更高的抗高共模電壓的要求；（2）功率管的導通電阻會隨著電流和溫度的變化發生改變，會對設定的峰值電流閾值產生影響。對于一些特定的場合，第二個問題引入的誤差在可以允許的范圍內時，這種模式還是有很好的應用前景，對于高共模輸入最好最簡單的方法就是在關斷的同時切斷輸入的途徑，通過合理的開關切換和延時電路來實現。

無采樣模式的系統圖見圖6。采樣端通過比較器與7V基準比較判斷是否工作于無采樣電阻模式，通過邏輯電路決定峰值比較器的輸入（IEN）、輸出（SEN）控制信號。邏輯信號Gd、Gfb分別是驅動邏輯的輸出信號和最終驅動功率管柵極信號的反饋。

圖6 無采樣模式模塊框圖

5 芯片版圖與測試

5.1 芯片結構與版圖

控制器的結構如圖7所示，主要模塊也標注于圖中。

圖7 控制器芯片的模塊框圖

芯片有兩個基準電路，基準1用于欠壓鎖定比較器的基準，基準2（VREF）是一個精確度更高的電壓基準用于誤差放大器、比較器等模塊電路。供電模塊主要包括一個7V（INTVCC）輸出的低壓差電壓調節器和3V（VDD）輸出的電壓調節器。運算放大器是芯片核心的模塊之一，SP、SN作為運算放大器的兩個輸入端，OV采樣輸出電壓則是作為過壓或限壓的功能。其它諸如帶斜坡補償電路的振蕩器，分別用于開關管和調光管的驅動電路，峰值電流以及過壓、過流比較器，邏輯單元電路等共同組成這個驅動控制器芯片系統。本文提出的升壓型LED驅動控制芯片在1.5μm BCD的工藝下仿真并流片測試，芯片的輸入電壓范圍為3~15V，圖8為芯片的顯微照片。

圖8 控制器芯片的顯微照片

5.2 芯片測試

設計升壓型LED驅動電路的PCB測試版進行不同工作模式下的測試，其中的主要外圍元件參數為：電感L=47μH，輸出電容C=20μF，采樣電阻Rs1=300 mΩ，Rs2=50mΩ。當輸入電壓為5V，輸出電壓大約為24V（7個LED串聯）時，占空比超過80%.圖9為輸出典型波形圖。VOUT是輸出電壓，Iinduct是電感電流，Gate是功率管的驅動電壓波形，在較大占空比時斜坡補償起到了很好的穩定輸出的效果。

圖9 升壓型LED驅動波形（占空比》80%）

圖10是PWM調光功能下的測試波形，輸入電壓為10V，輸出電壓為15V，調光的頻率為100Hz，調光比為3000:1.可以看到，LED的導通電流值幾乎不變，實現了前面所說的恒流PWM調光功能。

圖10 PWM調光模式波形（調光比3000:1）

對于選用的功率管的導通電阻Rds（on）=10mΩ（@VGS=7V），直接利用該電阻替代電流峰值檢測電阻RS2，測試的條件：輸入電壓5V，輸出電壓15V，開關頻率fS=320kHz，測試結果如圖11所示。

圖11 無采樣電阻模式波形

在升壓型驅動電路測試中成功實現了無采樣電阻模式和PWM調光模式，測試結果充分驗證了設計方案的可行性。

6 結束語

本文提出了一種可用于升壓型白光LED驅動的控制器芯片，采用峰值電流控制模式，與以往的LED驅動控制器相比，有高達3000:1調光比的PWM調光和傳統的模擬調光方式，并可直接采用無電阻采樣模式，提高了系統的效率。芯片在1.5μm BCD工藝下流片并進行測試取得了理想的結果，驗證了電路的設計和仿真均達到了要求。
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