0、引言

　　目前用于白光驅動的升壓型電路主要有電感型DC-DC電路和電荷泵電路。電感型DC-DC電路存在EMI等問題，而電荷泵電路結構簡單，EMI較小，得到了廣泛的應用。

　　白光LED驅動的電荷泵主要有兩種類型：電壓模式和電流模式。相對于電壓模式可能造成每個LED亮度不匹配的缺點，電流模式每路單獨輸出恒定電流，使亮度可以較好地匹配，而且不需要外圍平衡電阻，大大節省了空間。

　　本文所提出的用于白光LED驅動的電流型電荷泵電路的設計方案。該設計方案采用1.5倍壓升壓，比傳統的2倍壓升壓模式提高了效率，并采用數字調光方式，可提供32級灰度輸出，滿足不同場合的要求。系統結構如圖1所示。主要可分為以下部分：帶隙基準電路，軟啟動電路，振蕩器，1.5倍壓電荷泵，數字調光模塊。當EN/SET端輸入高電平時，芯片啟動，Vin經過1.5倍壓電荷泵升壓，使輸出電壓穩定在5 V，如果EN/SET端輸入一串脈沖后置高電平，則數字調光模塊可記錄下脈沖個數，然后轉換成不同的輸出電流，實現調光功能。

　　1、1.5 倍壓電荷泵原理

　　1.1 基本原理

　　1.5倍壓電荷泵原理如圖2所示，其基本控制思想如下：OSC通過驅動電路，控制S1~S7的導通與關斷。時序如下：第一時刻，開通S1、S4、S6，Vin對電容C1充電，C2短接，使VC1=V1，VC2=0;第二時刻，關閉S1、S4、S6，開通S2、S3、S5、S7，C1對C2充電，使VC1=VC2=1/2 V1，最后加上V1對C3充電，周而復始，VCUT經過電阻分壓，與基準電壓做比較，控制上端MOS管的導通電阻，改變充電回路的RC充電常數，最終使輸出穩定在5 V.圖3為控制脈沖時序圖，其中D1為S1的驅動信號，低有效；D2為S4、S6的驅動信號，高有效；D3為S2、S3、S5、S7的驅動信號，低有效。為了防止時鐘饋通，驅動電路中包含了非交疊時鐘電路。

　　1.2 實際電路設計

　　整個開關管網絡由5個PMOS管S1、S2、S3、S5、S7及2個NMOS管S4、S6組成，如圖4所示。以P管S1和N管S4為例，計算開關管的寬長比。根據版圖設計規則的要求，單個管子的寬長比W/L可以設定為2.8μm/0.6μm.假設S1的寬長比為x（W/L），S4的寬長比為y（W/L）。本設計采用 CSMC0.6 μm工藝，根據工藝及設計要求，V1=3.3 V，unCOX=50μA/V2 VTHN=0.7 V，|VTHP|=1 V，2up=un，因為

　　其它管子的寬長比也可以同理求得。由于流過開關管的電流比較大，開關管的寬長比很大，一般采用晶體管并聯的形式，在版圖上通常以waffle的結構實現。

　　如果開關管的襯底未與源端相接，則會產生襯底偏置效應，使開關管產生閾值損失，導致電荷泵電壓無法升至設定值。如圖4所示，開關管S1、S3、S4、S5、S6的源漏端能比較容易的判斷出來，S2、S7的兩端電壓高低未定，因此如果處理不妥當，會引起襯底偏置效應，本設計采用了一種方式，比較好地解決了這個問題。通過一個比較器對V1和Vout進行比較，如果Vout>V1，則讓S2、S7的襯底端接Vout端，如果Vout

　　2、調光功能實現

　　越來越多應用場合希望白光LED驅動器能夠支持LED光亮度的調節。目前調光技術主要有兩種：PWM調光、數字調光。PWM（脈寬調制）調光方式是一種利用寬、窄不同的數字式脈沖，反復開關白光LED驅動器來改變輸出電流，從而調節白光LED 的亮度。但需要一個專用PWM口，同時會產生人耳聽得見的噪聲。本設計采用一種新型的數字調光技術。相比PWM控制有明顯的優點：將時序信號存儲在內部的寄存器中，使數據寄存器輸出一連串的控制信號，如果需要改變白光LED的亮度，則重新通過EN/SET對ROM進行修改即可，不需要一直給EN/SET連續的PWM信號來控制白光LED的亮度，這個特性大大減輕了微處理器的負擔，也減少了噪聲。

　　其工作原理如下，EN/SET的第一個上升沿脈沖開啟IC并且初始化設置LED電流到最低的549 μA.當最終的時鐘序列輸入為想得到的亮度級別時，EN/SET引腳維持高電平來維持裝置輸出電流在程序設置的級別。當EN/SET引腳置低 TOFF=480μs以后，裝置關閉。整個調光模塊可分為四大部分：延時控制，計數器，ROM，恒流源。

　　（1） ROM與恒流源

　　白光LED的亮度和通過它的電流成正比。本設計采用并聯恒流源的方式，最大輸出為20 mA，亮度分為32個等級。如圖7所示。ROM總共為8塊，組成32×8 bit容量。恒流源由PMOS管組成，由電荷泵輸出的5 V電源供電，每個恒流源icell電流為19.6μA.恒流源具有使能端，根據ROM中的數據決定該恒流源是否有效，其中ROM輸出“0”為該恒流源有效，“1”為該恒流源無效。

　　以第5級亮度為例，如圖8所示，EN/SET端輸入5個脈沖后保持高電平，經過減數計數器計數輸出Q4~Q0數據為“11011”，ROM輸出×7~×0數據為“11110100”，即×3，×1，×0所接恒流源有效。輸出電流為：

　　icell×32+icell×8+icell×4=0.863 mA

　　表1列出了32級調光×7~×0的數據及對應輸出電流。

　　數字調光部分的仿真波形如圖9所示，32個脈沖為一個循環。

　　（2） 數字延時

　　本設計設置了如下功能，如果EN端輸入低電平時間超過480 us，則裝置關閉。其塬理如圖10所示，其中IN為EN進行脈沖整形后得到的波形，時序與EN相同。IN端輸入高電平時，PMOS管M3導通，VDD對 C1進行充電，使NMOS管M5導通，施密特觸發器輸入被拉低，OUT端輸出低電平，芯片正常工作。當IN端輸入低電平時，M3截止，C1通過電流源M2 進行放電，使M5截止，施密特觸發器輸入被拉高，OUT端輸出高電平。放電時問由C1的電容值和放電電流決定。仿真波形如圖11所示。在IN端輸入低電平超過478 μs后，OUT端輸處高電平，使芯片關閉。

　　3、振蕩器

　　本文設計一個600 kHz定頻率電流控制振蕩器，原理如圖12，首先假設Q端為“0”，則PMOS管M1導通，電流源通過M1向C1充電，同時PMOS管M3導通，R1無效，此時比較器反相端電壓VTH=VDD-R2I3，等C1兩端電壓略大于VTH時，比較器輸出高電平，使Q端變為“1”，C1通過NMOS管M2進行放電，同時M3截止，R1與R2串聯，此時比較器反相端電壓VTL=VDD-（R1+R2）I3，等到C1兩端電壓略小于VTL時，比較器輸出又發生翻轉，周而復始。波形通過4個反相器的整形，輸出600 kHz的方波。設I1為充電電流，I2為放電電流，T1為充電周期，T2為放電周期，則振蕩器的頻率為：

　　調節充放電電流，使I1=I2=IC，則振蕩頻率可表示為：

　　式中：IC為充放電電流。圖13為振蕩器輸出及C1電容上的電壓仿真波形。

　　該電荷泵還包括帶隙基準電路，溫度保護電路，軟啟動電路等等，限于篇幅，在此不作累述。

　　4、結論

　　本文分享了一個用于白光LED驅動的電流型電荷泵的設計方案，周邊只使用3個小的陶瓷電容器，可驅動4個白光LED，單路最大輸出電流20 mA.與電壓型電荷泵相比，不同LED之間亮度匹配較好，由于不需要鎮流電阻，因此節省了面積。電路采用1.5×分數倍頻模式，效率可達93%.具有32 級數字調光功能，可以滿足不同需要。根據CSMC 0.6 μm工藝，通過Cadence Spectre軟件進行了仿真，仿真結果表明，該電路滿足設計方案的要求，具有較廣闊的應用前景。