零中頻接收機(jī)最吸引人之處在于下變頻過(guò)程中不需經(jīng)過(guò)中頻，且鏡像頻率即是射頻信號(hào)本身，不存在鏡像頻率干擾，原超外差結(jié)構(gòu)中的鏡像抑制濾波器及中頻濾波器均可省略。這樣一方面取消了外部元件，有利于系統(tǒng)的單片集成，降低成本。另一方面系統(tǒng)所需的電路模塊及外部節(jié)點(diǎn)數(shù)減少，降低了接收機(jī)所需的功耗并減少射頻信號(hào)受外部干擾的機(jī)會(huì)。

不過(guò)零中頻結(jié)構(gòu)存在著直流偏差、本振泄漏和閃爍噪聲等問(wèn)題。因此有效地解決這些問(wèn)題是保證零中頻結(jié)構(gòu)正確實(shí)現(xiàn)的前提。

本振泄漏(LO Leakage)

零中頻結(jié)構(gòu)的本振頻率與信號(hào)頻率相同，如果混頻器的本振口與射頻口之間的隔離性能不好，本振信號(hào)就很容易從混頻器的射頻口輸出，再通過(guò)低噪聲放大器泄漏到天線，輻射到空間，形成對(duì)鄰道的干擾，圖3給出了本振泄漏示意圖。本振泄漏在超外差式接收機(jī)中不容易發(fā)生，因?yàn)楸菊耦l率和信號(hào)頻率相差很大，一般本振頻率都落在前級(jí)濾波器的頻帶以外。

偶次失真(Even-Order Distortion)

典型的射頻接收機(jī)僅對(duì)奇次互調(diào)的影響較為敏感。在零中頻結(jié)構(gòu)中，偶次互調(diào)失真同樣會(huì)給接收機(jī)帶來(lái)問(wèn)題。如圖4所示，假設(shè)在所需信道的附近存在兩個(gè)很強(qiáng)的干擾信號(hào)，LNA存在偶次失真，其特性為y(t)=a1x(t)+a2x2(t)。若x(t)=A1cosw1t+A2cosw2t，則y(t)中包含a2A1A2cos(w1-w2)t項(xiàng)，這表明兩個(gè)高頻干擾經(jīng)過(guò)含有偶次失真的LNA將產(chǎn)生一個(gè)低頻干擾信號(hào)。若混頻器是理想的，此信號(hào)與本振信號(hào)coswLOt混頻后，將被搬移到高頻，對(duì)接收機(jī)沒(méi)有影響。然而實(shí)際的混頻器并非理想， RF口與IF口的隔離有限，干擾信號(hào)將由混頻器的RF口直通進(jìn)入IF口，對(duì)基帶信號(hào)造成干擾。

偶次失真的另一種表現(xiàn)形式是，射頻信號(hào)的二次諧波與本振輸出的二次諧波混頻后，被下變頻到基帶上，與基帶信號(hào)重疊，造成干擾，變換過(guò)程如圖5所示。

這里我們僅考慮了LNA的偶次失真。在實(shí)際中，混頻器RF端口會(huì)遇到同樣問(wèn)題，應(yīng)引起足夠的重視。因?yàn)榧釉诨祛l器RF端口上的信號(hào)是經(jīng)LNA放大后的射頻信號(hào)，該端口是射頻通路中信號(hào)幅度最強(qiáng)的地方，所以混頻器的偶次非線性會(huì)在輸出端產(chǎn)生嚴(yán)重的失真。

偶次失真的解決方法是在低噪放和混頻器中使用全差分結(jié)構(gòu)以抵消偶次失真。

直流偏差(DC Offset)

直流偏差是零中頻方案特有的一種干擾，它是由自混頻(Self-Mixing)引起的。泄漏的本振信號(hào)可以分別從低噪放的輸出端、濾波器的輸出端及天線端反射回來(lái)，或泄漏的信號(hào)由天線接收下來(lái)，進(jìn)入混頻器的射頻口。它和本振口進(jìn)入的本振信號(hào)相混頻，差拍頻率為零，即為直流，如圖6(a)所示。同樣，進(jìn)入低噪放的強(qiáng)干擾信號(hào)也會(huì)由于混頻器的各端口隔離性能不好而漏入本振口，反過(guò)來(lái)和射頻口來(lái)的強(qiáng)干擾相混頻，差頻為直流，如圖6(b)所示。

這些直流信號(hào)將疊加在基帶信號(hào)上，并對(duì)基帶信號(hào)構(gòu)成干擾，被稱(chēng)為直流偏差。直流偏差往往比射頻前端的噪聲還要大，使信噪比變差，同時(shí)大的直流偏差可能使混頻器后的各級(jí)放大器飽和，無(wú)法放大有用信號(hào)。

經(jīng)過(guò)上述分析，我們可以來(lái)估算自混頻引起的直流偏差。假設(shè)在圖6(a)中，由天線至X點(diǎn)的總增益約為100 dB，本振信號(hào)的峰峰值為0.63 V(在50 Ω中為0 dBm)，在耦合到A點(diǎn)時(shí)信號(hào)被衰減了60 dB。如果低噪放和混頻器的總增益為30 dB，則混頻器輸出端將產(chǎn)生大約7 mV的直流偏差。而在這一點(diǎn)上的有用信號(hào)電平可以小到30 μVrms。因此，如果直流偏差被剩余的70 dB增益直接放大，放大器將進(jìn)入飽和狀態(tài)，失去對(duì)有用信號(hào)的放大功能。

當(dāng)自混頻隨時(shí)間發(fā)生變化時(shí)，直流偏差問(wèn)題將變得十分復(fù)雜。這種情況可在下面的條件下發(fā)生：當(dāng)泄漏到天線的本振信號(hào)經(jīng)天線發(fā)射出去后又從運(yùn)動(dòng)的物體反射回來(lái)被天線接收，通過(guò)低噪放進(jìn)入混頻器，經(jīng)混頻產(chǎn)生的直流偏差將是時(shí)變的。

由上述討論可知，如何消除直流偏差是設(shè)計(jì)零中頻接收機(jī)時(shí)要重點(diǎn)考慮的內(nèi)容。

交流耦合(AC Coupling)

將下變頻后的基帶信號(hào)用電容隔直流的方法耦合到基帶放大器，以此消除直流偏差的干擾。對(duì)于直流附近集中了比較大能量的基帶信號(hào)，這種方法會(huì)增加誤碼率，不宜采用。因此減少直流偏差干擾的有效方法是將欲發(fā)射的基帶信號(hào)進(jìn)行適當(dāng)?shù)木幋a并選擇合適的調(diào)制方式，以減少基帶信號(hào)在直流附近的能量。此時(shí)可以用交流耦合的方法來(lái)消除直流偏差而不損失直流能量。缺點(diǎn)是要用到大電容，增大了芯片的面積。

諧波混頻(Harmonic Mixing)

諧波混頻器的工作原理如圖7所示。本振信號(hào)頻率選為射頻信號(hào)頻率的一半，混頻器使用本振信號(hào)的二次諧波與輸入射頻信號(hào)進(jìn)行混頻。由本振泄漏引起的自混頻將產(chǎn)生一個(gè)與本振信號(hào)同頻率的交流信號(hào)，但不產(chǎn)生直流分量，從而有效地抑制了直流偏差。

圖8給出一個(gè)CMOS諧波混頻器，本振信號(hào)的二次諧波可通過(guò)CMOS晶體管固有的平方律特性得到。晶體管M3和M4組成的電路將差分本振電壓Vlo+和Vlo-轉(zhuǎn)換為具有二次諧波的時(shí)變電流，本振信號(hào)的基頻和奇次諧波在漏極連接處被抵消，產(chǎn)生諧波混頻器所需的本振信號(hào)的二次諧波電流，實(shí)現(xiàn)諧波混頻。

閃爍噪聲(Flicker Noise)

有源器件內(nèi)的閃爍噪聲又稱(chēng)為噪聲，其大小隨著頻率的降低而增加，主要集中在低頻段。與雙極性晶體管相比，場(chǎng)效應(yīng)晶體管的噪聲要大得多。閃爍噪聲對(duì)搬移到零中頻的基帶信號(hào)產(chǎn)生干擾，降低信噪比。通常零中頻接收機(jī)的大部分增益放在基帶級(jí)，射頻前端部分的低噪放與混頻器的典型增益大約為30 dB。因此有用信號(hào)經(jīng)下變頻后的幅度僅為幾十微伏，噪聲的影響十分嚴(yán)重。因此，零中頻結(jié)構(gòu)中的混頻器不僅設(shè)計(jì)成有一定的增益，而且設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)盡量減小混頻器的噪聲。

圖8所示的諧波混頻器中晶體管M1和M2由射頻差分信號(hào)Vrf+和Vrf-驅(qū)動(dòng)，M1和M2是噪聲的主要來(lái)源，注入電流Io的作用是減少晶體管M1和M2中的電流，從而減小噪聲。

I/Q失配(I/Q Mismatch)

采用零中頻方案進(jìn)行數(shù)字通信時(shí)，如果同相和正交兩支路不一致，例如混頻器的增益不同，兩個(gè)本振信號(hào)相位差不是嚴(yán)格的90o，會(huì)引起基帶I/Q信號(hào)的變化，即產(chǎn)生I/Q失配問(wèn)題。以前I/Q失配問(wèn)題是數(shù)字設(shè)計(jì)時(shí)的主要障礙，隨著集成度的提高，I/Q失配雖已得到相應(yīng)改善，但設(shè)計(jì)時(shí)仍應(yīng)引起足夠的重視。

結(jié)語(yǔ)

本文討論了超外差和零中頻兩種結(jié)構(gòu)的特點(diǎn)，分析了零中頻結(jié)構(gòu)存在的本振泄漏、偶次失真、直流偏差、閃爍噪聲等問(wèn)題產(chǎn)生的原因，并給出了零中頻接收機(jī)的設(shè)計(jì)方法和相關(guān)技術(shù)?！?/span>

參考文獻(xiàn)：

1． Behzad Razavi,“Design Considerations for Direct-Conversion Receivers’, IEEE Transactions on Circuits and Systems-II: Analog and Digital Signal Processing, Vol. 44, No. 6, June 1997.

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3． Zhaofeng Zhang, Zhiheng Chen, Jack Lau, ‘A 900MHz CMOS Balanced Harmonic Mixer for Direct Conversion Receivers’, IEEE 2000.

圖1 超外差接收機(jī)結(jié)構(gòu)框圖

圖2 零中頻接收機(jī)結(jié)構(gòu)框圖

圖3 零中頻本振泄漏示意圖

圖4 強(qiáng)干擾信號(hào)在偶次失真下產(chǎn)生的干擾

圖5 射頻信號(hào)在偶次失真下產(chǎn)生的干擾

圖6 (a)本振泄漏自混頻 (b)干擾自混頻

圖7 諧波混頻路工作原理