超寬帶（寬頻）低噪聲放大器廣泛用于中頻和視頻放大器等。這種電路不僅應用在放大視頻信號，帶寬范圍從直流至幾兆赫或甚至幾萬兆赫的脈沖信號與射頻信號，而且廣泛應用于信號處理方面。近年來，在秘密通訊和目標檢測方面超寬帶迅速發展，更高的帶寬要求聲稱通過超寬頻信號，因此前端的預處理接收電路必須是一個低噪聲的超寬頻放大器。本文設計的CMOS低噪聲放大器適用于工作頻段為3～5GHz的超寬帶系統。文章從LNA結構的選取開始，然后進行電路分析與設計超寬帶LNA結構選取。

電路結構圖

傳統的寬帶LNA的設計中，常采用分布式和平衡放大器技術。此兩者為了獲得較好的寬頻特性和輸入匹配，需要消耗較大的直流功耗。因此，不適合應用于UWB系統。

目前，在超寬帶LNA設計中應用較多的是帶通濾波器輸入匹配結構和并聯電阻負反饋結構。

前者擁有較大的帶寬、平坦的增益和良好的噪聲性能。但需要在輸入端加入階數較高的帶通濾波器以展寬頻帶。后者通過引入電阻反饋回路，降低輸入端品質因子，從而擴展頻帶。本文以后者為基礎，采用噪聲消除技術優化噪聲系數。圖1給出了所采用電路結構的示意圖。

圖1中，電路的主放大部分是并聯負反饋Cas2code結構。C1、C2和C3為片內隔直電容，Rf為反饋電阻，Cf為反饋回路上的隔直電容。Lg和L1為窄帶LNA的輸入匹配網絡。M1是共源結構，為主放大管，電路的噪聲系數和輸入匹配取決于該管。M2為共柵結構，主要作用是提供較大的反向隔離度和抑制M1的密勒效應。L2、Rd和Cd采用并聯結構形成低Q值負載擴展輸出帶寬。M3和M4構成源極跟隨器，形成輸出級。M1、M2、M3、M4共同構成前饋噪聲消除結構。圖1中省略了偏置電路，Vbias_1、Vbias_2為偏置電壓。

圖1　低噪放電路結構示意圖

電路分析與設計

寬帶輸入匹配分析

在圖1中，除去輸出緩沖器M3管。由于M1、M2和L1形成的電感退化結構將輸入電壓轉化為輸出電流，故可等效成跨導為Gm的跨導級。由此可得主放大電路的小信號等效電路，如圖2所示。Gm級的等效可參見文獻。這里將M2看作理想電流傳輸器，忽略其二級效應，以得到有意義的結論。

圖2中，Cgs1為M1的柵源電容，Z4（s）為M4前饋回路的輸入阻抗，L2、Rd和Cd組成負載阻抗。Gm1為M1的跨導。對圖2中X點的對地阻抗分析可知：

M4前饋回路的輸入阻抗可表示為：

因此LNA的輸入阻抗表達式為：

由于式（9）過于復雜，故用Matlab數值分析代替表達式分析。在仿真工藝和可行的電路參數的條件下，得到圖3的計算結果?？梢娫?～5GHz范圍內，Zin的實部非常接近50Ω，同時其虛部在4.2GHz附近等于0，而且Zin的幅值距離50Ω亦不遠。這說明電路完成了寬帶輸入匹配。這里僅給出晶體管尺寸和Lg、L1的取值：M1=M2=320μm/0.18μm，Lg=2.6nH，L1=0.32nH。

圖2　核心電路小信號等效電路圖

圖3　Zin的Matlab仿真結果

增益分析

對圖2進行分析和推導，可得到主放大電路的增益Amain（s）的表達式：

式中，Zinx（s）是X處的對地阻抗。為加大電路增益可采取增大等效跨導Gm，加大負載阻抗ZL等辦法。但Gm，ZL等參數均與頻率有關，這些參數的變化會影響增益平坦度，所以設計時需折衷考慮。

為了進一步提高主放大電路的增益，在輸出緩沖器M3的柵極前串聯電感L3，其增益提升原理可用圖4（a）所示的放大器等效模型加以解釋。CLoad可以看作是M3的輸入電容。圖4（b）為模型的小信號等效電路。分析小信號等效電路的增益有：

由式（12）和式（13）可知，電感L3的引入達到了提高增益的目的。當L與CLoad在ω2處諧振時有：

圖4

寬帶LNA中的輸出負載需要采用低Q值電路。