1引言

電力電子研究人員對DC/DC變換器、AC/DC變換器、DC/AC逆變器高頻環節變換技術[1]的研究，已取得了顯著的成果；對AC/AC變換技術的研究僅限于交流負載與交流電網無電氣隔離的晶閘管相控變頻器、矩陣變換器[2]。

本文首次提出并深入研究了交流負載與交流電網有高頻電氣隔離的基于Forward變換器的電壓源高頻交流環節AC/AC變換器，對電力電子學的發展和實現新型電子變壓器、正弦交流穩壓器均具有重要意義。

2電壓源高頻交流環節AC/AC變換器電路

拓撲族與控制原理

2．1電路結構與拓撲族

基于Forward變換器的電壓源高頻交流環節AC/AC變換器電路結構，如圖1(a)所示。該電路結構由輸入周波變換器、高頻變壓器、輸出周波變換器構成，能夠將一種正弦交流電變換成另一種同頻率的正弦交流電。輸入、輸出周波變換器均由四象限功率開關(能承受雙向電壓應力和雙向電流應力)構成。電壓源高頻交流環節AC/AC變換器電路拓撲族共8種，如圖1(b)～(i)所示。

圖1電壓源高頻交流環節AC/AC變換器電路結構與拓撲族

2．2控制原理

電壓源高頻交流環節AC/AC變換器采用移相

國家自然科學基金（59977010）、江蘇省自然科學基金（BK99121）資助項目。

(a)電路結構

(b)單正激式(c)并聯交錯正激式

(d)推挽全波式(e)推挽橋式

(f)半橋全波式(g)半橋橋式

(h)全橋全波式(i)全橋橋式

控制策略，如圖2所示。四象限功率開關S1(S1′)與S2(S2′)、S3(S3′)與S4(S4′)的驅動信號為互補的高頻方波信號，但S3(S3′)與S1(S1′)、S4(S4′)與S2(S2′)之間的驅動信號均有相位差θ(0≤θ≤180°)。圖2中，Ts=1/fs為開關周期，fs為開關頻率，uAB為濾波器的前端電壓。S3(S3′)與S1(S1′)、S4(S4′)與S2(S2′)之間在一個開關周期的共同導通時間DTs/2可表示為

DTs/2=Ts(180°－θ)/(2×180°)(1)

式中：D為占空比。

3電壓源高頻交流環節AC/AC變換器穩態

原理與外特性

3.1穩態原理

以全橋全波式電路拓撲為例，研究這類變換器的穩態原理與外特性，如圖3(a)所示。該變換器穩態工作且CCM模式時，在一個開關周期Ts內可分為四個開關狀態，其等效電路如圖3(b)～(e)所示。

圖2電壓源高頻交流環節AC/AC變換器移相控制原理

圖3(b)、(d)和圖3(c)、(e)可分別用圖4(a)、(b)所示等效電路表示，其中r為包括變壓器繞組等效電

圖3全橋全波式電壓源高頻交流環節AC/AC變換器及其CCM模式時開關狀態電路

(a)全橋全波式電路拓撲

(b)S1(S1′)、S3導通，S2(S2′)、S4截止(c)S2(S2′)、S3導通，S1(S1′)、S4截止

(d)S2(S2′)、S4導通，S1(S1′)、S3截止(e)S1(S1′)、S4導通，S2(S2′)、S3截止

阻、功率開關通態電阻、濾波電感寄生電阻等在內的等效電阻。

由于開關頻率fs遠大于輸出LC濾波器的截止頻率和輸入、輸出正弦交流電壓的頻率，因此，在一個開關周期Ts內輸入電壓ui和輸出電壓uo均可看成恒定量，可用狀態空間平均法建立輸出電壓與輸入電壓之間的關系式。

圖4(a)所示等效電路的狀態方程為Lf=－riLf＋ui－uo(2.a)Cf=iLf－(2.b)

圖4(b)所示等效電路的狀態方程為Lf=－riLf－ui－uo(3.a)Cf=iLf－(3.b)式(2)乘以D加式(3)乘以(1－D)，令=0，=0，可得狀態變量在任何一個開關周期內的穩態值為ILf=(4.a)Uo=(4.b)

電壓源高頻交流環節AC/AC變換器原理研究

(a)S1(S1′)、S3或S2(S2′)、S4導通時

(b)S2(S2′)、S3或S1(S1′)、S4導通時

圖4電壓源高頻交流環節AC/AC

變換器CCM模式時兩種等效電路

(b)DCM模式

(a)臨界CCM模式

圖5濾波電感電流臨界CCM和DCM

模式時一個開關周期內的波形

3.2穩態時變換器外特性

3.2.1理想情形(r=0)

由式(4.b)可知，理想情形且CCM模式時變換器的外特性為Uo=(5)

濾波電感電流臨界連續和DCM模式時一個開關周期內的原理波形，如圖5所示。

由圖5(a)可知，t2－t1=DTs/2。t=t1～t2時，有uiN2/N1－uo=Lf=Lf=Lf(6)

電感電流臨界連續時的負載電流為IG=Iomin=iLf(t2)，由式(5)、(6)得IG=D(1－D)(7)

由式(7)可知，當D=1/2時，IG達到最大值，即IGmax=(8)

由式(7)、(8)可知，理想情形且濾波電感電流臨界連續時變換器的外特性為

IG=4IGmaxD(1－D)(9)

由圖5(b)可知，t3

t=t2～t3時，由圖4(b)所示等效電路可知(r=0)uiN2/N1＋uo=－Lf=－Lf=Lf(11)

由式(10)、(11)得t3－t2=(12)

輸出負載電流為io==(13)

由式(8)、(10)、(12)、(13)得Io=IGmax(14)

因此，理想情形且DCM模式時變換器的外特性為=(15)

3.2.2實際情形

實際情形時，變換器的內阻r不為零，因此變換器的外特性可由式(4.b)表示。

取N1/N2=1，由式(5)、(9)、(15)、(4.b)可得變換器的標幺外特性Uo/Ui=f(Io/Iomax)，如圖6所示。曲線A為濾波電感電流臨界連續時外特性曲線，由式(9)決定；曲線A右邊為濾波電感電流連續時外特性曲線，實線為理想情形時曲線，由式(5)決定，虛線為實際情形時曲線，由式(4.b)決定，可見隨負載電流增加，輸出電壓下降；曲線A左邊為濾波電感電流斷續時外特性曲線，由式(15)決定，可見輸出電壓與輸入電壓比不僅與D有關，而且與負載電流有關。

4仿真實例

全橋全波式電路拓撲，移相控制策略，輸入電壓Ui=220（1±10％）V，頻率50Hz，輸出電壓Uo=220V(50Hz)，額定容量S=3kVA，負載功率因數為－0.75～0.75，開關頻率fs=100kHz，變壓器匝比N1/N2=1:1.3，輸入濾波電感Li=10μH，輸入濾波電容Ci=50μF，輸出濾波電感Lf=0.5mH，輸出濾

圖6電壓源高頻交流環節AC/AC變換器標幺外特性

(a)額定輸入電壓、電阻性額定負載

(b)額定輸入電壓、空載

(c)額定輸入電壓、阻性滿載

(d)輸入電壓200V、感性輕載

(e)輸入電壓240V、容性滿載

圖73kVA電壓源高頻交流環節AC/AC變換器仿真波形

電壓源高頻交流環節AC/AC變換器原理研究

波電容Cf=20μF。

不同輸入電壓、不同負載時，3kVA220V（1＋±10％）(50Hz)電壓源高頻交流環節AC/AC變換器的仿真波形，如圖7所示。由仿真波形可知，變壓器工作頻率為100kHz，輸出電壓波形THD低，網側電流波形正弦度高，具有強的負載適應能力和優良的穩壓性能。

5結語

(1)電壓源高頻交流環節AC/AC變換器，具有兩級功率變換(LFAC/HFAC/LFAC)、雙向功率流、高頻電氣隔離、網側波形可得到改善、負載適應能力強等優點。

(2)電壓源高頻交流環節AC/AC變換器電路拓撲族包括單正激式、并聯交錯正激式、推挽全波式、推挽橋式、半橋全波式、半橋橋式、全橋全波式、全橋橋式等八種電路。

(3)獲得了變換器外特性曲線。

(4)仿真結果證實了電壓源高頻交流環節AC/

AC變換器新概念的正確性和先進性。

參考文獻 [1]陳道煉.高頻環節航空靜止變流器研究[R].南京航空

航天大學博士后研究報告.2001.

[2]CharlesL.Neftetal.TheoryandDesignofa30－hpMatrix

Converter[J].IEEETrans.onIA,1992,28(3):546－551?