Marc Goldfarb、Ben Walker、Russell Martin、Tom Bosia、Ed Balboni和Dragoslav Culum

ADI公司

無線基站曾經(jīng)封裝在采用氣候控制技術(shù)的大型空間中，但現(xiàn)在卻可以裝在任意地方。隨著無線網(wǎng)絡(luò)服務(wù)提供商試圖實(shí)現(xiàn)全域信號(hào)覆蓋，基站組件提供商面臨壓力，需要在更小的封裝中提供更多的功能。

來自ADI公司的一對(duì)集成電路（IC）提供了一種解決方案，重新界定了接收器前端混頻器的意義。實(shí)際上，該IC在混頻器IC內(nèi)部集成了曾經(jīng)附加于接收器內(nèi)混頻器的許多組件，比如，本振（LO）和中頻（IF）放大器。利用這些IC，可以大幅減少蜂窩基站的大小，同時(shí)還能帶來軟件定義無線電（SDR）的靈活性，從而應(yīng)對(duì)多種不同的無線標(biāo)準(zhǔn)。

這里涉及的IC的型號(hào)是ADRF6612和ADRF6614，根據(jù)設(shè)計(jì)二者支持的RF范圍為700 Mhz至3000 MHz，LO范圍為200 Mhz至2700 MHz，IF范圍為40 Mhz至500 MHz。它們支持低端或高端LO注入，包括一個(gè)板載鎖相環(huán)（PLL）和多個(gè)低噪聲電壓控制振蕩器（VCO），全部封裝在7 mm × 7 mm 48引腳的LFCSP外殼中。超高的集成度和組件密度，加上多樣性和可編程能力，可以支持多種不同的無線標(biāo)準(zhǔn)，完全滿足現(xiàn)代微蜂窩的小批量生產(chǎn)需求。

為了更好地理解這些高度集成的混頻器IC在節(jié)省空間方面的優(yōu)勢(shì)，不妨回憶一下2010年左右時(shí)的蜂窩基站的前端，如圖1所示。雙混頻器架構(gòu)的帶寬范圍約為1 Ghz，需要多個(gè)組件來處理當(dāng)時(shí)的蜂窩頻率范圍，即800 MHz至1900 MHz。頻率合成由一個(gè)獨(dú)立的PLL和窄帶VCO模塊提供，需要用一個(gè)特有的PLL環(huán)路濾波器才能實(shí)現(xiàn)最佳性能。每個(gè)目標(biāo)頻段均采用專門的VCO模塊，結(jié)果增加了基站內(nèi)需要的電路板面積。

另外，這些分立式組件是通過低阻抗傳輸線路相互連接起來的，結(jié)果會(huì)增加信號(hào)損失。結(jié)果，需要很大的電流把VCO輸出驅(qū)動(dòng)到足夠的電平，以便混頻器能在信號(hào)阻塞條件下產(chǎn)生低相位噪聲和噪聲系數(shù)。

集成VCO的接收器IC并非新事物。但要實(shí)現(xiàn)多載波要求的寬帶寬和低相位噪聲，全球移動(dòng)通信系統(tǒng)（MC-GSM）無線網(wǎng)絡(luò)一直是個(gè)挑戰(zhàn)。GSM的信道復(fù)用方案要求接收LO具有極低的相位噪聲，尤其是在相間通道失調(diào)頻率為800 kHz的情況下，如圖2所示。如果這些相間通道的多余相位噪聲與同樣處于800 kHz失調(diào)條件下的無用信號(hào)相混合，則可能使相位噪聲轉(zhuǎn)換成IF輸出，從而降低系統(tǒng)的靈敏度。

圖1.框圖所示為2010左右時(shí)的典型蜂窩基站。

圖2.信道復(fù)用方案要求在GSM無線系統(tǒng)中采用低相位噪聲的寬帶寬VCO，避免因阻塞導(dǎo)致性能下降。

低VCO相位噪聲通常是通過高質(zhì)量因數(shù)（高Q）諧振器和窄帶設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)的。頻分也能降低噪聲。通過使VCO工作于接收器LO頻率的整數(shù)倍，隨后進(jìn)行的分頻即可使相位噪聲降低一個(gè)6 dB/倍頻程，如圖3所示。GSM在1800 Mhz至1900 Mhz頻段內(nèi)的相位噪聲要求極高，其嚴(yán)重程度大約相當(dāng)于800 Mhz至900 Mhz頻段內(nèi)相位噪聲的兩倍。

圖3.該VCO電路配置可實(shí)現(xiàn)倍頻程帶寬。

在低相位噪聲以外，現(xiàn)代基站接收器設(shè)計(jì)必須支持無線通信網(wǎng)絡(luò)當(dāng)前使用的多種調(diào)制方案。除GSM以外，其他調(diào)制方案包括寬帶碼分多址（WCDMA）和長(zhǎng)期演進(jìn)（LTE）系統(tǒng)。接收器設(shè)計(jì)通常包括若干不同的VCO，其相位噪聲性能配置為中等水平，通過組合的方式滿足基站倍頻程帶寬需求。

一旦將若干個(gè)VCO配置為在最高工作頻率下產(chǎn)生一個(gè)倍頻程帶寬，則可用二分頻實(shí)現(xiàn)較低的LO頻率。ADRF6612接收器混頻器采用的就是這種方法，其中，VCO基頻范圍為2.7 Ghz至5.6 Ghz，通過從1至32分頻，兩級(jí)頻分實(shí)現(xiàn)200 Ghz至2700 Mhz的LO頻率。對(duì)于同時(shí)包括MC-GSM的應(yīng)用，ADRF6614接收器混頻器包括兩個(gè)額外的高性能VCO內(nèi)核，用于提供1800 Mhz至1900 MHz GSM頻段所需要的LO頻率。

由于現(xiàn)代無線微蜂窩可能不具備氣候控制環(huán)境的優(yōu)勢(shì)，所以這些接收器IC一類的組件可在較寬的極限溫度范圍內(nèi)提供一致、可靠的性能。為了在較寬的工作溫度范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)規(guī)定的性能，ADRF6612和ADRF6614 IC中的PLL和VCO采用了多種校準(zhǔn)技術(shù)。

對(duì)于低噪聲寬帶寬，每個(gè)VCO內(nèi)核采用一個(gè)8位的容性數(shù)模轉(zhuǎn)換器（CDAC），后者可以為給定的LO頻率選擇正確的頻段（128選1）。系統(tǒng)會(huì)仔細(xì)監(jiān)控VCO諧振器幅度的任何變化，并用自動(dòng)電平控制（ALC）系統(tǒng)調(diào)整幅度，以獲得最佳輸出幅度。每個(gè)IC都會(huì)在工作頻率被重新編程的時(shí)候執(zhí)行校準(zhǔn)序列。這樣可以確保所選頻段將VCO調(diào)諧變?nèi)?a target="_blank">二極管的調(diào)諧電壓集中于最佳范圍內(nèi)，使頻率合成器在所需工作溫度范圍保持鎖定。

每個(gè)ADRF6612和ADRF6614 IC中的四個(gè)VCO內(nèi)核可以確保其工作范圍具有合適的重疊性，能適應(yīng)不同的環(huán)境條件和器件制造容差。對(duì)于環(huán)境和工藝差異，內(nèi)核一般會(huì)以相同的方向移動(dòng)頻率，因而內(nèi)建了充足的重疊機(jī)制，使得頻率合成器能夠始終實(shí)現(xiàn)鎖定條件。

一旦確定校準(zhǔn)方案，就可以無限地維持頻率，調(diào)諧電壓范圍支持需要的同步范圍。在時(shí)分雙工（TDD）系統(tǒng)中，基站可能根據(jù)不同的時(shí)隙改變頻率，其工作時(shí)間可能按微秒計(jì)。在頻分雙工（FDD）系統(tǒng)中，可能需要多年鎖定單個(gè)頻率。

在ADRF6612和ADRF6614 IC系統(tǒng)工作期間，任何時(shí)候都不允許出現(xiàn)故障停機(jī)事故。因此，溫度變化和組件老化效應(yīng)通過VCO的變?nèi)菡{(diào)諧電壓范圍和頻率調(diào)諧靈敏度（kV）來處理，溫度范圍有可能達(dá)145°C。每個(gè)IC會(huì)根據(jù)需要持續(xù)監(jiān)控器件溫度并調(diào)整VCO偏置。

ADRF6612和ADRF6614 Ic采用一種獨(dú)特方法，最大限度地減輕由雜散信號(hào)產(chǎn)物導(dǎo)致的接收器靈敏度下降問題。利用頻率合成器的整數(shù)模式和緊湊環(huán)路濾波器可使參考雜散產(chǎn)物低至?100 dBc以下。最小雜散信號(hào)對(duì)調(diào)制方案至關(guān)重要，如MC-GSM。對(duì)于LTE和其他調(diào)制方案，或者在需要精細(xì)的頻率階躍的情況下，頻率合成器可以工作于小數(shù)N分頻模式。參考路徑集成一個(gè)13位分頻器，整數(shù)和小數(shù)路徑各自集成16位分頻器，具有極大的靈活性。

對(duì)于需要共置相位跟蹤接收通道的應(yīng)用中，如多輸入多輸出（MIMO）系統(tǒng)，可以通過菊花鏈方式將ADRF6612和ADRF6614 IC級(jí)聯(lián)起來，以便允許其中一個(gè)單元作為主頻率合成器，分別通過其外部LO輸出和輸入端口為其他從機(jī)接收器供電。這樣，就可以最大限度地降低額外LO分配放大器及其相位噪聲相應(yīng)增大的程度。

為了同時(shí)支持高端和低端LO注入，每個(gè)IC的LO鏈提供了靈活的信號(hào)處理，如圖4所示。使用1至32的整數(shù)分頻比，即使是700 Mhz頻段和高IF，也可實(shí)現(xiàn)低端注入。LO級(jí)在從200 Mhz至2700 Mhz的整個(gè)LO范圍內(nèi)，同時(shí)為無源混頻器內(nèi)核提供一個(gè)方波驅(qū)動(dòng)。1

圖4.本LO信號(hào)鏈用于支持無線基站接收器。

現(xiàn)代無線基站帶內(nèi)信號(hào)在頻率上接近低電平輸入信號(hào)，因而蜂窩接收器可以充當(dāng)阻塞信號(hào)。在這種情況下，在目標(biāo)信號(hào)之上，來自阻塞信號(hào)附近LO放大器的相位噪聲被混頻進(jìn)IF輸出頻段。這樣會(huì)提高噪底，有時(shí)能大幅降低接收器的信噪比（SNR）。

由于阻塞信號(hào)可能較大（高功率），所以VCO相位噪聲必須極低，并且LO鏈不會(huì)在阻塞器失調(diào)條件下降低噪底。在這些超高的阻塞電平下，接收器噪聲系數(shù)會(huì)最終被阻塞信號(hào)主導(dǎo)，并根據(jù)阻塞器功率水平的高低下降。

在分立式接收鏈方案中，可以在LO路徑上引入一些濾波機(jī)制，以在阻塞器失調(diào)條件下，最大限度地降低來自VCO和LO分配放大器的相位噪聲。然而，在集成式前端中，必須謹(jǐn)慎，避免LO鏈中的加性相位噪聲。

ADRF6612和ADRF6614 IC采用高增益LO鏈和硬限幅放大器以將LO鏈驅(qū)動(dòng)至限幅。當(dāng)每個(gè)級(jí)進(jìn)入硬限幅時(shí)，在其他情況下會(huì)增大相位噪聲的LO鏈小信號(hào)增益將大幅下降，從而將阻塞條件下的噪聲系數(shù)下降問題減至最低。

來自阻塞信號(hào)的噪聲折疊會(huì)降低接收器輸出噪聲頻譜性能，提高輸出噪底，從而降低接收器噪聲系數(shù)。根據(jù)設(shè)計(jì)，ADRF6612和ADRF6614接收器IC可在最大限度減小接收器噪聲系數(shù)降幅的條件下承受較大的阻塞信號(hào)，如圖5所示。即使輸入阻塞電平為10 dBm，在載波失調(diào)10 MHz條件下，接收器的噪聲系數(shù)也只會(huì)下降3.2 dB，即使轉(zhuǎn)換增益在極端阻塞電平下縮減1 dB，亦是如此。

這些接收器IC具有超高的集成度，因而對(duì)現(xiàn)代無線基站設(shè)計(jì)師來說，可以大幅提升性能，節(jié)省DC功耗，如圖6所示。IC采用一種技術(shù)，可以同時(shí)優(yōu)化片上混頻器周圍的RF和IF級(jí)。2

該技術(shù)首次用于ADRF6612，在整個(gè)溫度范圍內(nèi)和整個(gè)頻率范圍內(nèi)以及低功耗條件下，最低IIP3超過25 dBm，在整個(gè)溫度范圍內(nèi)，為29 dBm至2 GHz。該技術(shù)還具有最佳接收路徑噪聲系數(shù)性能和高轉(zhuǎn)換增益，如圖7所示。3，4

圖5.本圖比較了ADRF6614接收器IC在低電平和高電平阻塞信號(hào)（分別為左側(cè)和右側(cè)）下的輸出噪聲頻譜。

圖6.本信號(hào)鏈所示為典型無線基站接收器中采用的組件。

圖7.圖中所示為ADRF6612接收器IC的實(shí)測(cè)增益、噪聲系數(shù)和輸入三階交調(diào)截點(diǎn)（IIP3）。

致謝

隨著完整接收器鏈內(nèi)在集成度的提高，開發(fā)團(tuán)隊(duì)的規(guī)模也大幅增加。雖然這里無法列出為本文做出貢獻(xiàn)的全體人員，但本文作者非常榮幸地向下列行業(yè)專家表示由衷的謝意：Kurt Fletcher和Dominic Mai花了大量時(shí)間以實(shí)現(xiàn)優(yōu)秀的布局并保持對(duì)稱，避免無用耦合。Vincent Bu與我們的供應(yīng)商密切配合，開發(fā)必要的封裝。Susan Stevens與外部代工合作伙伴維持了良好的工作關(guān)系。Craig Levy和Rachana Kaza為這些器件開發(fā)了生產(chǎn)測(cè)試功能。Wendy Dutile、Ed Gorzynski和Chris Norcross都參與了測(cè)試電路的大量原型制作工作。Mark Hyslip負(fù)責(zé)業(yè)務(wù)協(xié)調(diào)，使得本項(xiàng)目得以成型。本文作者希望以本文紀(jì)念我們的同事，Edward J. Gorzynski。