在開關模式電源轉換器中，峰值電流控制因其固有的電流限制和易于控制而非常受歡迎。但是，如果占空比高于50％，則存在不穩定性問題。

一些背景：電流的上升斜率為dI/dt = V CC /L P ，其中V CC 是電源電壓，L P 是變壓器或輸出電感的電感。

下降斜率為dI/dt = V R /L P ，其中

V R 是反射的二次電壓primary =（V O + V F ）×N P /N S 。因此，上升斜率取決于輸入電壓，下降斜率是恒定的。占空比D為：t ON /T = 1/（1 + V CC /V R ）。

以下示例假設為反激轉換器，但降壓或正激轉換器具有相同的問題。

圖1，D <0.5，即V CC > V R 。黑色波形是電感（電感或初級變壓器）中的理論電流。如果有一個小的電流擾動，如紅色波形所示，峰值電流限制可以糾正誤差，如圖所示。該系統本質上是穩定的。

圖1穩定的操作

圖2運行不穩定

在圖2中，V顯示相同的波形 CC R ，或D> 0.5。現在，電流的擾動（紅色）導致占空比和平均電流的急劇變化。該系統絕對不穩定。如果我們繪制D = 0.5的波形，很容易看出在隨后的周期中電流誤差保持不變;我們處于不穩定的邊界。

為了解決問題，我們不是將峰值電流與固定值進行比較，而是將其與斜坡進行比較，如圖3 。我們可以看到，有一個顯著的改進：穩定性現在和占空比低于0.5時一樣好。圖4顯示，如果參考斜坡與下電流斜坡具有相同的斜率，則恢復將在一個周期內發生。

圖3斜坡電流限制

圖4使用相同的斜坡電流限制斜率作為感應下電流

然而，過多的斜率補償使轉換器的行為更像電壓模式轉換器而不是電流模式轉換器。如果參考斜坡的斜率是當前斜率的50％，我們處于不穩定的極限。因此，參考斜坡的實際斜率在電流斜坡的50％和100％之間; 75％是個不錯的選擇。這種添加參考斜坡的方法稱為“斜率補償”。

增加的斜坡即使在低于50％的占空比下工作的降壓，正激或反激轉換器也具有優勢。如果電感很高且電流紋波很低，噪聲可能會導致錯誤的關斷。增加的斜坡使轉換器穩定，少量可能就足夠了。峰值電流限制的問題在于平均電流隨占空比而變化。如果斜率補償為50％，則可以顯示平均電流不隨占空比變化，并且電流控制環路得到改善。但是，當占空比接近100％時，可能會出現次諧波振蕩。

通常無法訪問IC控制器的參考電壓。更簡單的方法是在輸入電流信號上增加一個斜坡：正斜坡將產生與參考電壓中的負斜坡相同的效果。標準方法是使用PWM控制器振蕩器的斜坡，如圖5所示。

圖5典型的斜率補償

這個系統有兩個缺點：

并非所有控制器都可以使用振蕩器斜坡。

R1的值必須非常低（R1?R2，例如，R1 = 0.1×R2），所以盡管Q1緩沖了電阻，加載振蕩器電路并且頻率可能受損。

圖6中的設計理念沒有這些問題。它適用于所有控制器，無需依賴其振蕩器電路。

圖6適用于任何控制器的斜率補償

當柵極輸出為高電平時，斜坡上升，因為R1對C1充電。當柵極輸出下降時，C1通過D1＆amp;放電。 R3。斜率補償量由R2設定。

實際示例將有助于理解電路并計算值。例子是10W 12V連續模式反激式轉換器。它必須工作在135到390 VDC輸入。

初級電感為33mH，I max = 0.1A，所以R5 = 10？對于1V I S 閾值。

初級的反射次級電壓為V R =（V O + V F ）×N P /N S =（12V + 0.6V）×N P /N S = 200V（匝數比為16：1）。開關頻率= 100 kHz（T =10μs）。

要獲得相當線性的斜坡，其最大電壓可以選擇為1/3 V CC ;也就是說，如果V CC = 12V，則合理的峰值電壓為4V。然后斜坡幅度為4V - 0.6V = 3.4V。

計算最大占空比：

D max = 1/（1 + V CC（min）/V R ）= 1/（1 + 140V/200V）= 0.6

ON（max） =10μs×0.6 =6μs

斜坡的斜率：

（dV/dt） ramp = 3.4 V/6μs= 567×10 3 V/s

初級電流的下降斜率：

dI/dt = 200V/33mH = 6×10 3 A/s

R5中電壓的斜率：

（dV/dt） shunt = dI/dt×R5 = 60×10 3 V/s

計算R2為75 ％斜率補償：

R2 = R4×（dV/dt）斜坡/（（dV/dt）分流×0.75）

= 1k？ ×567×10 3 V/s/（60×10 3 V/s×0.75）= 12.6k？

下一步是找到R1和C1的值，R1 <

t = RC ln（（V CC - V 1 ）/（V CC -V 2 ））到得到R1和C1的合適值。在該示例中，t =6μs，V CC = 12V，V 1 = 0.6V，V 2 = 4V，因此結果為RC =17μs。

一個不錯的選擇是C1 = 22nF且R1 = 750？

放電電阻R3可以盡可能小，同時保持峰值D1電流在其極限范圍內; R3×C1?t OFF 。在我們的例子中，D1是BAS16，R3 = 47 ?, t OFF =4μs，R3×C1 =1μs。

C2的電抗必須遠低于R2; C2 = C1是一個方便的選擇。