中國科大國家示范性微電子學院程林教授課題組在DC-DC轉換器芯片設計領域取得重要成果，研究者設計了一款快速瞬態(tài)響應高壓大轉換比DC-DC轉換器芯片。該研究成果已發(fā)表在2022年IEEE International Solid-State Circuits Conference（ISSCC），并受邀以“A 12V/24V-to-1V PWM-Controlled DSD Converter With Delay-Insensitive and Dual-Phase Charging Techniques for Fast Transient Responses”為題發(fā)表在集成電路設計領域頂級期刊IEEE Journal of Solid-State Circuits（JSSC）上。

01研究背景

近年來，隨著人工智能、大數據、自動駕駛等新興技術的迅猛發(fā)展，數據計算量呈現爆炸性增長，由此帶來的能耗急劇攀升。為提供更高的供電功率，降低走線損耗，采用高壓輸電方案成為近年來的發(fā)展趨勢。同時，隨著先進工藝的發(fā)展，終端負載具有低電壓（<1V）、大電流（>25000A）的特點，為實現供電系統(tǒng)小型化，高壓大轉換比DC-DC轉換器成為近年來的研究熱點。與傳統(tǒng)多級降壓結構相比，高壓大轉換比DC-DC轉換器有著以下優(yōu)點：顯著減少電源管理芯片及片外元件數量，大幅縮小供電系統(tǒng)體積，綜合轉換效率取決于單級結構。此外，終端負載還具有電流動態(tài)變化快（1000A/μs）的特點，要求DC-DC轉換器在寬動態(tài)范圍內具備快速響應能力。為此，中國科學技術大學程林教授團隊設計了一款基于PWM控制的快速瞬態(tài)響應高壓大轉換比DC-DC轉換器芯片。

圖1 高壓大轉化比DC-DC轉換器

02基于PWM控制的DSD直流-直流轉換器

傳統(tǒng)的半橋DC-DC轉換器因其結構簡單、易于控制的特點被廣泛應用，但在高輸入電壓、低輸出電壓的應用場景下，由于功率管極短的導通時間使其控制器和驅動電路的設計極具挑戰(zhàn)，且高耐壓器件會產生嚴重的損耗。為提高DC-DC轉換器的效率，高壓大轉換比混合拓撲結構成為近年來的研究熱點。兩相串聯電容式（Double step-down，DSD) DC-DC轉換器作為一種適合高壓大轉換比應用的拓撲結構近幾年來被廣泛研究。

圖2 DSD拓撲結構工作狀態(tài)圖

其工作原理如圖2所示，電路工作在4個開關狀態(tài)。在狀態(tài)Ⅰ(Ⅲ)中，高邊功率管SAH(SBH)導通，串聯電容CF被充電(放電)，同時通過電感L1(L2)對輸出電容COUT充電。在穩(wěn)態(tài)時，串聯電容CF兩端電壓自動平衡至VIN /2，因此，開關節(jié)點VSW1和VSW2的最高電壓從VIN降低至VIN /2，低邊功率管SAL和SBL可選擇低耐壓功率管，以減小功率管損耗。此外，DSD轉換器的高邊功率管SAH和SBH的導通時間加倍，利于電路設計。盡管DSD拓撲結構有以上優(yōu)勢，但控制其實現快速瞬態(tài)響應仍具有很多挑戰(zhàn)。如圖3所示，為避免功率管SBL被擊穿，功率管SAH和SBH不能同時導通，這要求DSD轉換器兩相的導通時間不能交疊、兩相控制信號的占空比小于50%。此外，為降低輸出電壓紋波，要求兩相控制信號具有180°相移。

圖3 DSD拓撲結構控制器設計挑戰(zhàn) (a)兩相非交疊；(b)兩相具有180°相移

針對以上DSD結構的控制要求，本研究基于DSD拓撲結構，提出了雙反饋環(huán)路的PWM控制方法，實現對輸出電壓和串聯電容電壓的調制。如圖4所示，Phase 1環(huán)路用于調節(jié)輸出電壓，且允許該相控制信號占空比大于50%，從而實現快速的瞬態(tài)響應；Phase 2環(huán)路用于調節(jié)串聯電容電壓，補償兩相功率路徑上的失配，將串聯電容CF電壓調節(jié)平衡至VIN /2，實現兩相電感電流平衡，降低輸出電壓紋波。圖5所示測試結果表明，本研究基于PWM控制的DSD轉換器在不同輸入電壓、輸出電流下，串聯電容可實現很好的平衡且輸出電壓紋波較小。

圖4 本研究提出的電路架構和芯片照片

圖5 本研究基于PWM控制的DSD轉換器穩(wěn)態(tài)測試波形

03任意時刻快速瞬態(tài)響應技術

對于傳統(tǒng)的PWM控制DC-DC轉換器（參考圖6），當PWM為高電平時負載發(fā)生跳變，PWM信號的占空比會立即擴展，實現快速負載瞬態(tài)響應，而當PWM為低電平的時候發(fā)生負載瞬態(tài)跳變，由于控制器中的SR鎖存器，PWM信號的占空比無法在當前周期實現占空比擴展，需等待至下個時鐘周期，瞬態(tài)響應速度慢。綜上所述，負載瞬態(tài)跳變發(fā)生的時刻不同，PWM信號占空比擴展的幅度不同，單周期內電感L對電容C的充電時間不一致，導致負載瞬態(tài)響應速度與負載跳變的時刻有關，無法實現任意時刻的快速負載瞬態(tài)響應。

圖6 傳統(tǒng)PWM控制的DC-DC轉換器

針對該問題，如圖7所示，該研究提出了任意時刻負載快速瞬態(tài)響應技術。基于DDA 的Type-III補償器的瞬態(tài)檢測電路，利用Vea與Vgm+Vos比較判斷是否發(fā)生瞬態(tài)跳變，當發(fā)生負載瞬態(tài)跳變時，瞬態(tài)檢測電路輸出高電平，將其插入到周期時鐘信號，PWM控制器立刻擴展PWM信號占空比，實現快速負載瞬態(tài)響應。如圖8所示測試結果表明，該技術克服了傳統(tǒng)PWM控制方法存在的環(huán)路響應速度與負載跳變時刻有關的缺點，實現任意時刻負載快速瞬態(tài)響應。

圖7 本研究提出的任意時刻快速瞬態(tài)響應技術

圖8 有無任意時刻快速瞬態(tài)響應技術測試波形

04基于DSD拓撲的兩相充電瞬態(tài)增強技術

盡管DC-DC轉換器的控制器可以被優(yōu)化實現最優(yōu)的瞬態(tài)響應，但響應速度仍受限于電感電流斜率。為進一步提高瞬態(tài)響應速度，常見的方法有三種[1]: (a) 提高DC-DC轉換器開關頻率，選取更小尺寸的濾波電感，提高電感電流斜率，然而更高的開關頻率帶來更大的開關損耗，惡化轉換效率；(b) 利用多相結構，提高等效電感電流斜率，而該方法需要增加額外的電感，增加了片外元件數量；(c) DC-DC轉換器并聯LDO的混合方案，在瞬態(tài)響應時利用LDO為負載電容注入額外的電流來改善瞬態(tài)響應。

圖9 三種克服電感電流斜率限制的瞬態(tài)響應增強技術[1]

高壓大轉換比混合拓撲結構一般會有多個電感，但混合拓撲結構的工作原理要求多相電感交替充磁為負載充電，無法利用多相結構同步對負載充電，為了突破該瓶頸，本研究提出了一種基于DSD拓撲結構的兩相充電技術。當負載發(fā)生瞬態(tài)跳變時，打開功率開關SCH和SAH利用兩相電感電流同步對負載充電，等效電感電流斜率加倍，極大地提高轉換器的響應速度。最終測試結果表明該工作在3A/20ns的負載跳變下實現了僅0.9μs的恢復時間，與當前同類研究相比，在使用最小輸出電容的前提下取得了最快的負載瞬態(tài)響應速度。

圖10 本研究提出的兩相充電技術框圖

圖11 有無本研究提出的兩相充電技術測試波形

論文第一作者為我校微電子學院博士生劉澤國，程林教授為通訊作者。上述研究得到了國家自然科學基金委、科技部和中科院等項目的資助。